На правах рукописиЛебедев Алексей ГеннадиевичАнализ и МОДЕЛИРОВАНИЕ КОММУТАЦИОННЫХ ПРОЦЕССОВ В ТРАНЗИСТОРНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХСпециальность 05.09.12 - Силовая электроникаАВТОРЕФЕРАТ диссертации на соискание ученой степени кандидата технических наукМосква 2009Работа выполнена на кафедре «Промышленная электроника» Московского энергетического института (Технического университета).Научный руководитель: кандидат технических наук, доцент^ Недолужко Игорь Германович Официальные оппоненты: доктор технических наук, профессорРозанов Юрий Константиновичкандидат технических наукКалугин Николай Георгиевич Ведущее предприятие: ^ ОАО «НПП ЭлТом», Московская обл., Люберецкий р-н, пос. ТомилиноЗащита диссертации состоится “15” мая 2009г. В 14 часов 00 минут в аудитории Е603 на заседании диссертационного совета Д 212.157.12 при Московском энергетическом институте (техническом университете) по адресу 111250, г. Москва, Красноказарменная ул., дом 13.Отзывы в двух экземплярах, заверенные печатью организации, просим присылать по адресу: 111250, г. Москва, Красноказарменная ул., дом 14, Ученый совет МЭИ (ТУ).С диссертацией можно ознакомиться в библиотеке МЭИ (ТУ).Автореферат разослан “__” _________ 2009г.Ученый секретарь диссертационного совета Д 212.157.12 к.т.н., доцент Буре И.Г. ^ ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАБОТЫАктуальность темы исследования. Расчет режимов работы компонентов не возможен без анализа коммутационных процессов. Особенно важен этот вид анализа для расчетов пиковых значений токов и температуры и вклада коммутационных потерь в общую мощность потерь. В известных работах по ПУ коммутационные процессы или совсем не учитываются или учитываются с помощью упрощенных формул. В большинстве случаев при записи этих формул считается, что токи и напряжения ключей изменяются линейно, паразитные реактивности не учитываются, а времена переключения считаются не зависимыми от режима и берутся из справочных данных, что не соответствует действительности. В простых схемах (с одним-двумя силовыми ключами) коммутационный анализ возможен при помощи численно-аналитических методов в математических системах, например MathCad (MC). В реальных ПУ коммутационный анализ возможен только с применением автоматизированных систем схемотехнического моделирования, таких как Multisim, Microcap, Orcad и других. Из этих систем Orcad является наиболее популярной и эффективной. В состав системы входят модули PSpice (для моделирования схем), Model Editor (для определения параметров моделей компонентов), Optimizer (позволяющий проводить оптимизацию несложных устройств) и другие. Вместе с PSpice поставляются встроенные модели компонентов, а в библиотеке PSpice приводятся значения параметров этих моделей для большого числа типов компонентов. Можно сформулировать следующие требования к моделям компонентов: наличие методики определения их параметров по справочным или экспериментальным данным, совпадение характеристик, рассчитанных по моделям с соответствующими справочными или экспериментальными, простота (небольшое число параметров). К сожалению, встроенные PSpice модели компонентов обычно не удовлетворяют этим требованиям. Например, в литературе имеются сведения, что эти модели и их значения параметров не всегда адекватно описывают характеристики компонентов. В последние годы фирмы изготовители вместе со справочными данными на свои компоненты стали публиковать в Интернет усовершенствованные Pspice модели в виде подсхем (вместе с набором параметров). В известной литературе нет сведений о том, насколько адекватно такие модели описывают характеристики компонентов и как определять их параметры. Далеко не для всех типов компонентов имеются такие усовершенствованные модели. Поэтому, тестирование моделей, определение их параметров, модификация модели при необходимости или разработка новых моделей являются актуальными задачами. На коммутационные потери большое влияние оказывают схемы управления ключами, а также цепи формирования траектории рабочей точки (ЦФТРТ) или снаберы, которые широко используются для уменьшения коммутационных потерь в силовых ключах. Если анализу и расчету схем управления в литературе уделяется достаточно много внимания, то этого нельзя сказать о снаберах. Поэтому разработка методики расчета номиналов элементов снаберов является актуальной задачей. При моделировании коммутационных процессов в ПУ нужно учитывать влияние температуры. Зависимости параметров компонентов от температуры среды хотя и заложены в Pspice модели, но значения соответствующих параметров не настроены и методика такой настройки не описана. Также, важно учитывать разогрев компонента собственной мощностью (саморазогрев), для чего необходимо иметь соответствующие модели. Некоторые фирмы (например, Infineon) для отдельных типов своих компонентов дают такие модели, однако для остальных типов нужно определять их параметры или строить свои модели и определять параметры по справочным данным. В процессе PSpice-моделирования коммутационных процессов в реальных ПУ возникают трудности, связанные с тем, что для получения достоверных результатов необходимо проводить расчеты с шагом много меньшим длительности этапов коммутации. С учетом того, что стационарный (установившийся) режим устанавливается в ПУ за время порядка нескольких десятков периодов коммутации (за много сотен периодов при тепловом моделировании), прямое Pspice моделирование может потребовать недопустимо больших затрат машинного времени и оперативной памяти (десятки минут и сотни мегабайт соответственно). В известной литературе отсутствуют сведения о том, как решать такие задачи. Таким образом, можно заключить, что анализ и моделирование коммутационных процессов в ПУ, в том числе в транзисторных преобразователях напряжения, является актуальной проблемой. ^ Целью настоящей работы является анализ существующих моделей силовых компонентов, усовершенствование и разработка новых моделей, разработка методики расчета и моделирования коммутационных процессов в транзисторных преобразовательных устройствах. ^ Задачи исследования: Изучение имеющихся моделей силовых компонентов и выявление их недостатков; Исследование возможностей кусочно-линейных моделей и проведение аналитических расчетов с их применением; Усовершенствование имеющихся и, при необходимости, разработка новых моделей силовых компонентов, в том числе моделей, учитывающих саморазогрев компонентов выделяющейся мощностью; Изучение и разработка методов определения параметров этих моделей, определение параметров моделей всех рассмотренных видов; Расчет коммутационных процессов в диодных и транзисторных ключах с резистивной и индуктивной нагрузками, учет влияния паразитных параметров; Расчеты коммутационных процессов (в том числе определение потерь мощности) в практических схемах преобразователей напряжения, разработка методики таких расчетов.^ Методы исследования. Для решения поставленных задач использовались следующие методы математического и схемотехнического анализа. Для определения параметров математических моделей компонентов применялась математическая система МathCad, пакеты Model Editor и Optimizer системы Orcad. Использовались также встроенные в МС алгоритмы для решения систем дифференциальных уравнений, использовалось численное обращение операторных выражений для расчета параметров тепловых цепей. При схемотехническом моделировании (в том числе при анализе коммутационных процессов) использовался пакет PSpice системы Orcad. Достоверность полученных результатов определяется применением известных компьютерных систем MathCad и Orcad, и подтверждается совпадением расчетных, справочных и экспериментальных характеристик. ^ Научная новизна работы: Проведенный анализ кусочно-линейных моделей позволил разработать методики определения динамических параметров моделей компонентов при помощи системы MathCad по справочным характеристикам; Предложена методика определения параметров модели тепловой цепи двумя методами: с помощью системы Mathcad и программы параметрической оптимизации Optimizer; Предложена методика численно-аналитического расчета коммутационных процессов в силовых ключах, в том числе с учетом влияния паразитных индуктивностей; Усовершенствованы нелинейные модели диода, БТ, МДПТ и БТИЗ. Эти модели использованы для расчетов коммутационных процессов в ключах при помощи системы MathCad.Практическая значимость работы: Предложенные Pspice-модели диода, БТ, МДПТ, БТИЗ позволяют более адекватно проводить схемотехническое моделирование транзисторных преобразователей; С помощью установки, созданной на кафедре «промышленной электроники», получены экспериментальные статические и переходные характеристики некоторых экземпляров МДПТ и БТИЗ и предложена методика определения параметров моделей по этим характеристикам; Предложенная методика теплового PSpice-моделирования силовых ключей и схем позволяет проводить расчет средней и пиковой температуры с учетом эффекта саморазогрева; Разработанная методика определения динамических и статических потерь в компонентах была использована при моделировании двух узлов ключевого источника питания (200W Demoboard фирмы Infineon): стабилизатора напряжения с синхронным выпрямлением и корректора коэффициента мощности.^ Внедрение результатов работы. Полученные в ходе диссертационной работы результаты (методики определения параметров моделей силовых компонентов и методики расчетов статических и динамических потерь в компонентах) используются в учебном процессе в дисциплинах «Ключевые источники электропитания», «Анализ дискретных схем», а также при выполнении студентами курсовых расчетов и дипломных проектов. Результаты работы (расчет тепловых цепей, методы измерения коммутационных потерь) используются при разработке источников вторичного электропитания на предприятие ООО «НПП ЭлПром» (г. Томилино). Апробация работы. Основные результаты работы отражены в двух докладах на восьмой и одиннадцатой научно-технических международных конференциях студентов и аспирантов по направлению «Радиоэлектроника, электротехника и энергетика» в 2001-2004гг. (МЭИ). ^ Публикации. По результатам диссертационного исследования опубликовано девять печатных работ. Положения, выносимые на защиту: Усовершенствованные Pspice модели диодов, БТ, МДПТ, БТИЗ; Методики определения параметров существующих и усовершенствованных моделей; Методики расчетов коммутационных процессов на примере практической схемы ключевого источника питания (КИП) «200W_SMPS_DemoBoard». ^ Структура и объем диссертации. Диссертационная работа состоит из введения, шести глав с выводами к ним, заключения, списка литературы и пяти приложений. Основной текст работы изложен на 195 страницах машинописного текста и включает 160 рисунка и 34 таблицы. Список литературы содержит 89 источников. Объем приложений составляет 99 страниц.^ СОДЕРЖАНИЕ РАБОТЫВо введении обоснована актуальность темы диссертации, сформулированы цель и задачи исследования, научная новизна работы и практическая ценность проведенных исследований. ^ В первой главе рассмотрены различные модели диодов и методы определения их параметров. Современные диоды с точки зрения динамики выключения можно разделить на три подгруппы: ШД - диоды Шотки (и подобные им Sic-диоды), РВД - диоды с резким восстановлением обратного сопротивления (кривая 1 на рис. 1), ПВД - диоды с плавным восстановлением обратного сопротивления (кривая 2 на рис. 1). Инерционность ШД характеризуется емкостью перехода и зависимостью ее от напряжения (приводятся в справочных данных). Инерционность РВД и ПВД помимо емкости характеризуется в справочных данных временем восстановления Trr (рис.1) и зарядом Qrr (площадь до Trr на рис.1). В справочнике не всегда указывается, к какой группе восстановления относится конкретный тип диода. Диоды ПВД и РВД описываются различными моделями, поэтому важно определять их группу по приводимым в справочнике параметрам Qrr и Trr. Для приближенных и аналитических расчетов в простых схемах применяется однозвенная кусочно-линейная модель диода, описанная в литературе. Эта модель годится для диодов, относящихся к группе ШД и РВД. Статические параметры КЛМ определяются сравнительно просто, нелинейная емкость диода описывается степенной аппроксимацией и ее параметры (Cjo, M, Vj) также определить не сложно. Трудности возникают при определении динамического параметра Tt. Анализ процесса выключения диода при линейно спадающем токе по КЛМ позволил получить формулу (1) Для проверки и определения диапазона применимости КЛМ использовалась нелинейная модель, с помощью которой рассчитывалось выключение. Параметр Tt тот же, что и для КЛМ. Выключение по КЛМ и НМ достаточно хорошо совпадают. Для моделирования ПВД используются двухзвенные КЛМ и НМ. Следует отметить, что при верно определенных параметрах, двухзвенная модель годится как для диодов, относящихся к группе ПВД, так и РВД. Модель позволяет учесть рассасывание заряда после этапа Ta на этапе Tb, с помощью двух накопителей, обменивающихся зарядами между собой. На основе анализа, проведенного с помощью КЛМ, была разработана методика определения динамических параметров T1, T12, T21 и произведено определение параметров для семи типов диодов, включая обратные диоды МДПТ. В качестве примера эффективности двухзвенной модели на рис.2 - 3 приведены результаты расчетов параметров выключения диода HF08TB60 (относится к группе ПВД) по однозвенной и двухзвенной КЛМ. Для моделирования в реальных схемах используются более сложные Pspice модели. Встроенная модель описывает диоды Шотки и РВД. Параметры встроенной Pspice модели диодов содержатся в стандартных библиотеках поставляемых вместе с Pspice. Характеристики, рассчитанные по параметрам, содержащимся в стандартных библиотеках, как правило, не соответствуют типовым справочным характеристикам. Определение параметров встроенной Pspice модели диодов самостоятельно возможно, например, при помощи вспомогательной программы Model Editor (ME). Эта программа предназначена для определения параметров маломощных диодов, но не годится для определения параметра Tt, поэтому параметр Tt предлагается определять по формуле (1). Для ПВД некоторые изготовители (например, Infineon) приводят свои модели, однако далеко не всегда их характеристики соответствуют справочным, модели слишком сложны и громоздки, определение параметров при помощи МС затруднительно, а при помощи Model Editor невозможно. Поэтому, на основе двухзвенной нелинейной модели предложена двухзвенная PSpice модель, эквивалентная схема которой показана на рис. 4. Были рассмотрены четыре тестовые схемы для моделирования выключения диода. Исследования показали, что измеряемые значения Qrr и Trr зависят не только от параметров диода, но и от скорости нарастания обратного напряжения, которое зависит от параметров схемы. Была предложена схема, в которой это влияние сведено к минимуму. На рис.5 на периоде коммутации приведены графики тока и энергии переключения диода, рассчитанные по однозвенной и двухзвенной PSpice моделям. Как видно, энергия коммутационных потерь по двухзвенной модели составляет около 10uWs, a для однозвенной модели пренебрежимо мала. Поэтому использование только однозвенных моделей, таких как встроеная в PSpice-модель, приводит к сильному занижению оценки потерь в диодах при переключении. ^ Во второй главе рассмотрены модели биполярных транзисторов (БТ) и методы определения их параметров. Биполярные транзисторы находят широкое применение в преобразовательной технике, а также модель БТ входит в состав модели БТИЗ, что используется в гл.5. Биполярные транзисторы можно разделить на два вида: низковольтные и высоковольтные. Динамические свойства БТ в справочных листах описывается зависимостями емкостей Cib(U), Cob(U), коэффициента усиления Hfe(Ic), полосы пропускания Ft(Ic), длительностями этапов переключения в ключе с резистивной нагрузкой tdr, trs, tf, ts. Рассмотрен процесс переключения ключа с резистивной нагрузкой по КЛМ и получены выражения для расчета времен этапов переключения tdr, trs, ts, tfl, на основании чего была предложена методика определения параметров модели BF, BR, TF, TR по справочным данным. Кусочно-линейная модель непосредственно получается из передаточной нелинейной модели (ПМ). Передаточная модель используется в МС для проверки выражений полученных при помощи КЛМ, кроме того, ПМ содержится в Pspice. Для динамических параметров ПМ используются значения полученные для КЛМ. Результаты расчетов для транзистора TIP41A показывают, что динамические характеристики ПМ совпадают в основном в одной точке, для которой определялись параметры. Передаточная модель при расчете времен в точке Ic= 1A дает ошибку менее 10%, однако, при расчете времен переключения в других режимах ошибка может достигать 200%. Чтобы устранить этот недостаток, модель в МС была модифицирована при помощи применения зависимостей Bf(Ic), Tf(Ic), Tr(Ic). Из графиков (рис. 6-7) видно, что расчет по модифицированной передаточной модели (МПМ) дает совпадение динамических характеристик со справочными в широких диапазонах коллекторного тока. В системе PSpice имеется более точная встроенная модель Гуммеля-Пуна (ГПМ). Эта модель автоматически упрощается до передаточной модели, если опустить некоторые параметры. Модель Гуммеля-Пуна учитывает зависимости Bf(If), Br(Ir), Tf(If, Uc), причем параметры этих зависимостей можно определить в ME. Сравнение расчетных характеристик встроенной PSpice-модели БТ с приводимыми типовыми характеристиками показало, что, как правило, расчетные характеристики с применением библиотечных параметров не соответствует справочным. Особенно велики различия расчетных и справочных динамических характеристик trs(Ic), ts(Ic), tfl(Ic). Подобные результаты получаются и для других типов транзисторов. Наблюдаются количественные, но не качественные расхождения. Для устранения этих расхождений достаточно переопределить параметры модели по типовым характеристикам (или для своего экземпляра транзистора по экспериментальным характеристикам). Определение параметров ГПМ по справочным характеристикам может быть осуществлено с помощью программы ME. Добиться хорошего совпадения введенных точек и расчетного графика на восходящей ветви частоты полосы пропускания Ft(Ic) (по этой характеристике определяется TF, XTF, VTF, ITF) не удается. Результаты проверочных расчетов trs(Ic) и tfl(Ic) на малых токах существенно занижены по сравнению со справочными. Поэтому был предложен другой метод определения параметров TF, XTF, VTF, ITF по справочным trs(Ic) и tfl(Ic) с применением программы параметрической оптимизации PSpice Optimizer (PSO), которая входит в систему OrCAD. Достоинством этого метода, является его универсальность и формальность: пользователю не обязательно знать, как устроена модель, он может работать с ней как с «черным ящиком» подстраивая параметры модели под заданные характеристики в автоматическом режиме. В диссертации приведены справочные и расчетные зависимости длительностей этапов переключения от тока для транзистора TIP41A, которые достаточно хорошо совпадают. Главной особенностью высоковольтных транзисторов является эффект динамического насыщения. При включении транзисторного ключа этот эффект сказывается в затягивании процесса включения при малых напряжениях. Эффект динамического насыщения можно учесть, правильно определив параметры модели транзистора TF, VTF, XTF, ITF, TR. Как показано на примере транзистора MJ16110, это можно проделать в PSO. Для этого требуются значения коллекторного напряжения, которые приводятся в справочнике для нескольких моментов времени. ^ В третьей главе рассмотрены модели МДП-транзисторов и методы определения их параметров. Значения параметров и характеристики приборов существенно зависят от конструкции, в частности, сильно зависит вид характеристики Cgd(U), играющей решающую роль в коммутационных процессах. Динамические свойства МДПТ в справочных листах описывается зависимостями емкостей Crss(U), Ciss(U), Coss(U), проходной и выходной характеристиками, зарядной характеристикой, длительностями этапов переключения в ключе с резистивной нагрузкой tdon, tr, tf, tdoff. Для приближенных аналитических расчетов коммутационных процессов в ключах на МДПТ применяется кусочно-линейная модель (КЛМ). Проведен анализ процесса переключения транзистора по кусочно-линейной модели, получены аналитические выражения для приближенных расчетов времен в типовой схеме в системе МathCad. Для более точных численных расчетов используется нелинейная модель (НМ) с различными аппроксимациями Cgd(Ugd) и Id(Ugs,Uds). Было рассмотрено и предложено несколько функций хорошо аппроксимирующих зависимость емкости Cgd для разных типов транзисторов (степенная, экспоненциальная, на основе арктангенса рис. 8). Существующая в Pspice модель МДПТ была разработана для планарной конструкции транзисторов, в которой емкость затвор- сток (Cgd) постоянна. Сравнительный анализ расчетных времен переключения встроенной в Pspice модели МДП транзистора и приводимых типовых значений показал, что рассчитанные по библиотечным параметрам времена переключения не соответствует справочным временам переключения, причем, расчетная форма тока встроенной в PSpice-модели (PSM) качественно отличается от реальной в силу большой нелинейности Cgd(U). Также в PSM плохо моделируется характеристика обратного диода, поэтому считать по PSM инверсный режим МДПТ нельзя. Рассмотрены различные способы реализации в PSpice Cgd(Ugd) таких крупнейших производителей, как International Rectifier, OnSemiconductor и Infineon. Отмечены их достоинства и недостатки. Предлагается моделировать емкость Сgd в виде зависимого источника тока между потенциалами g и d (рис. 9), величина которого описывается функцией: Value={ (C0 - C1*Arctan( (V(d,g) + V1)/V2) ) * DDT(V(d,g)) } (2) В качестве аппроксимирующей функции может выступать любая подходящая функция (рис. 9). Аппроксимации зависимостей емкости Cgd(U), описанные выше для НМ, используются в модифицированной Pspice модели МДПТ, эквивалентная схема которой изображена на рис. 9. Модифицированная Рspice-модель (MPSM) состоит из «ядра», в качестве которого выступает встроенная PSM, параметры RGG, RDD, RS, CGSO, CGDO которой заданы нулевыми, вокруг ядра имеются дополнительные сопротивления RON, RGG, RSS, постоянная емкость CGSA и зависимый источник тока, играющий роль нелинейной емкости Cgd согласно зависимости (2). В качестве обратного диода используется двухзвенной модель, рассмотренная в первой главе. К модели могут быть добавлены паразитные индуктивности Ls, Ld, Lg. Параметры такой модели определяются частично в ME, частично в PSO по типовым характеристикам, приводимым в справочниках. Разработана методика определения параметров на примере одиннадцати типов транзисторов (из них два COOLMOS и два низковольтных для синхронного выпрямления). Следует отметить, что для МДПТ приводится наибольшее число справочных характеристик, что позволяет определять параметры по одним характеристикам (зависимости емкостей, табличные времена переключений), а проверять модель по другим (зарядная характеристика). Показан пример определения параметров модели промышленного образца МДПТ по экспериментальным характеристикам. Результаты расчетов в PSpice сопоставлены с осциллограммами. В качестве промышленного образца использовался транзистор BUZ91, для него при коммутации резистивной нагрузки с использованием цифрового осциллографа были получены осциллограммы напряжения на затворе и коллекторе транзистора. Параметры модели рассчитывались в PSO по нескольким точкам экспериментальных осциллограмм напряжений стока и затвора при переключении таким образом, чтобы расчетные осциллограммы совпадали с экспериментальными. В качестве проверки был проведен расчет для другого режима нагрузки. Расчетные характеристики в достаточной степени повторили экспериментальные осциллограммы (см. таблица 1). ^ Таблица 1 Результаты моделирования эксперимента BUZ91 Id tdon (ns) tr (ns) tdoff (ns) tf (ns) СКО % PSpice modeling 2 13 7 194 21 9 Experiment data 2 14 8 188 19 PSpice modeling 8.68 14 15 169 17 24 Experiment data 8.68 15 18 156 30 В силовых системах многие параметры полупроводниковых приборов сильно зависят от температуры. В PSpice встроены зависимость некоторых характеристик приборов от температуры, однако значения соответствующих параметров не настроены. У МДП транзистора от температуры зависят порог включения, сопротивление канала и крутизна передаточной характеристики, однако в PSpice-модели учтена только температурная зависимость крутизны, причем эта зависимость может не совпадать со справочной. Поэтому необходимо учесть все эти зависимости для модели МДП- транзистора, что было проделано, путем добавления дополнительных элементов, зависящих от потенциала определенного узла (например, v(Tj).) Vth(Tj) = Vgso + beta.(v(Tj) - 27) (3) E_Vth(Tj)= beta.(v(Tj) - 27) (4) Rd(Tj) = ( aRon.(v(Tj)-27) 2 + bRon.(v(Tj)-27) + cRon ) (5) I_Id(Tj) = I(Idi_MESS).( (27+273)/(v(Tj)+273) )K (6) Параметры этих зависимостей определяются при помощи простейших вычислений в МС по упомянутым выше справочным зависимостям.^ В четвертой главе рассмотрена работа ключа на МДПТ с токовой (индуктивной) нагрузкой. Для оценки динамических свойств мощных МДП транзисторов в их справочных данных приводятся длительности этапов коммутации в ключе с резистивной нагрузкой. В преобразовательных устройствах резистивная нагрузка ключа встречается редко, обычно нагрузка нелинейная и комплексная. При такой нагрузке, по сравнению с резистивной, коммутационные потери энергии в транзисторе обычно значительно больше. Транзисторный ключ с индуктивной нагрузкой является главной частью большинства типов преобразователей напряжения (ПН) и исследование такого типа включения представляют больший практический интерес. Проведен численный анализ коммутационных процессов при работе МДП транзистора на индуктивную нагрузку с использованием рассмотренных ранее нелинейных и кусочно-линейных моделей транзистора и диода в МС и PSpice. Получены приближенные аналитические выражения для расчета энергий переключения. Проведен анализ известных из литературы аналитических выражений для оценки энергии переключения при индуктивной нагрузке, отмечены недостатки. Получены формулы, позволяющие более точно проводить подобные расчеты, без учета паразитной индуктивности. Проведенные исследования показали, что при работе транзистора с небольшими di/dt (менее 2А за 10ns), влияние типовых (справочных) значений паразитной индуктивности, не оказывает существенного влияния на результаты расчета. Однако, чем больше ток и чем более быстродействующий транзистор, тем сильнее становится влияние индуктивности на процессы. Наиболее сильно паразитные индуктивности сказываются на фронтах переключаемого тока, причем самое большое влияние оказывает индуктивность истока Ls. Показано, что для транзисторов семейства COOLMOS, обладающих исключительно короткими фронтами, пренебрегать воздействием паразитных индуктивностей недопустимо. В этом отношение автоматизированная система PSpice имеет большое преимущество перед аналитическими методами, так как учесть любые индуктивности в PSpice не составляет труда. В графическом процессоре Probe модуля PSpice выводится интеграл от мгновенной мощности s(v(d,s)*I(Rd)), который позволяет определить энергию потерь на каждом этапе периода коммутации (рис.10). В ходе сопоставления расчетных данных с экспериментальными, было показано, что, энергии включения и выключения (коммутационные потери) зависят от параметров транзистора и диода, паразитной индуктивности в цепи стока и истока (рис. 11, 12), параметров схемы управления и параметров нагрузки. Эти потери существенно больше, чем в ключе с резистивной нагрузкой.^ В пятой главе рассмотрены модели биполярных транзисторов с изолированным затвором (БТИЗ). Динамические свойства БТИЗ в справочных листах описываются зависимостями емкостей Crss(U), Ciss(U), Coss(U), проходной и выходной характеристиками, этапами процессов переключения в ключе с резистивной нагрузкой tdon, tr, tf, tdoff. Поскольку для БТИЗ паспортным является процесс включения на токовую нагрузку и диаграммы времен переключения и энергии приводятся для этого режима, было проведено кусочно-линейное моделирование переключения БТИЗ токовой нагрузки. Анализ процессов позволил разработать методику определения параметров КЛМ в МС по справочным зависимостям напряжения насыщения Uce от тока коллектора и по зависимости тока коллектора Iс от управляющего напряжения, с учетом известной справочной энергии выключения Eoff, времени спада тока и справочной задержки включения. Встроенная в PSpice-модель (PSM) БТИЗ компактна и описывается небольшим числом параметров. В библиотеке Pspicе приводятся параметры этой модели для многих транзисторов. В справочниках для БТИЗ приводятся следующие характеристики: проходная характеристика Ic(Uge), выходная характеристика Uce(Ic), зарядная характеристика Ug(Qg), а также времена переключения Tdp, Trs, Tdf, Tfl, энергия включения Eon и полная энергия Etotal для типовой схемы. Статические характеристики, времена переключения и энергии, рассчитанные для встроенной в PSpice-модели БТИЗ в типовой схеме (на примере IRGBC30F) , отличаются от справочных из-за несоответствия значений параметров модели этим типовым характеристикам. Рассчитанные в PSpice статические характеристики и измерения времен переключений и энергии модели с параметрами из Model Editor (на примере IRGBC30F) также не совпадают со справочными. Повысить достоверность расчетов можно только при использовании более сложных моделей следующего уровня, являющихся комбинацией PNP биполярного и NPN МДП транзисторов. Обычно такие модели выполняются в виде подсхем (subcircuit) и не поставляются вместе с Pspice, а скачиваются отдельно с сайтов крупнейших производителей. Известны современные модели таких производителей, как International Rectifier, OnSemiconductor и Infineon. Так как все эти модели составлены из моделей МДПТ, БТ и модели обратного диода, будем называть эти модели составными (или комбинированными) PSpice-моделями (СPSМ). Отличие их друг от друга, в основном заключается в разных способах моделирования емкости Cgd(U). Для примера рассмотрена модель IRG4PC50F транзистора четвертого поколения фирмы International Rectifier. Подсхема состоит из моделей МДПТ и БТ, обратного диода и ^ Таблица 2 Сравнение результатов расчета Транзистор IRG4PC50F (Ic =39A Vcc=480 Vge=15 Rg=5) Tdon (ns) Trs (ns) Tdoff (ns) Tfl (ns) Eon (mJ) Etotal (mJ) ^ Справочные времена и энергии переключения 31 25 240 130 0.37 2.47 Расчет по составной PSM с сайта производителя IRF 56 13.2 653 392 0.201 2.85 Расчет по составной PSM с параметрами из PSO 28 23 219 152 0.45 1.64 Транзистор IRG4PC50U (Ic =27A Vcc=480 Vge=15 Rg=5) Tdon (ns) Trs (ns) Tdoff (ns) Tfl(ns) Eon(mJ) Etotal (mJ) ^ Справочные времена и энергии переключения 32 20 170 88 0.12 0.54 Расчет по встроенной PSM с библиотечными параметрами 13 17 140 469 0.259 1.93 Расчет по составной PSM с параметрами из PSO 21 15 140 86 0.15 0.54 цепочки, моделирующей нелинейную емкость затвор–исток МДПТ. Недостаток этой модели в том, что модели МДПТ и БТ содержат большое число параметров, комплексная методика определения которых неизвестна. Модель диода – встроенная (однозвенная) PSM, не моделирует плавное восстановление. Для аппроксимации Cgd(U) при Udg>0 применяется степенная зависимость (барьерная емкость диода D2) что подходит далеко не для всех типов транзисторов. Хотя статические характеристики описываются сравнительно хорошо, динамические характеристики СPSМ БТИЗ плохо соотносятся со справочными данными. Поэтому была предложена другая составная модель на основе комбинаций уже рассмотренных ранее моделей (и аппроксимаций) для МДПТ, БТ и диода, и методика определения ее параметров. Анализ КЛМ и нелинейных моделей БТ и МДПТ позволи