Фазові кутовімоноімпульсні системи
1. Фазовий кутовийпеленгатор
У оглядових моноімпульснихсистемах із фазовою пеленгацiєю напрямок на ціль визначається порівнянням фазсигналів, прийнятих двома рознесеними на відстань l антенами А1і А2 (рис. 1). Оскільки відстань від цілі до антензначно більше базової відстані l між антенами, то прийняті відвідповідача сигнали практично однакові за амплітудою, але різняться за фазою наДш. Різниця фаз Дш визначається різницею відстаней DS від цілі до антен А1 і А2,де розмір DS є, у свою чергу, функцієюкутового відхилення цілі DjЦ від РСН
/>.
Отже
/>, (1)
де l – довжина хвилі сигналу відповіді.
Оскільки кути DjЦ зазвичай не перевищують двох-трьох градусів,то />.
Звідси
/>
або в градусах
/>.
/>
На рис. 2 показані графікицієї залежності для чотирьох випадків, коли відносні значення антенної бази l/l дорівнюють 5, 10, 20 і 40.Крутизна відповідних характеристик, тобто
/>
дорівнює, відповідно, 31, 62, 124і 248.
/>
Таким чином, чим більше відноснерознесення антен А1 і А2, тим із більшоюточністю можна визначати кутове положення цілі відносно РСН антени.
Здобуття інформації, яка міститьсяу різниці фаз прийнятих сигналів, провадиться за допомогою найпростішогокутового дискримінатора – фазового детектора (ФД). Якщо характеристика ФДописується виразом
/>,
де U – відносне значенняамплітуди сигналу на його виході, а Dy – різниця фаз сигналів, що надходять до ФД, то вираз (1)прийме вигляд
/> . (2)
Звідси
/> . (3)
Відповідні графіки для чотирьохспіввідношень l/lнаведені на рис. 3.
Однозначне визначення DjЦ у функції амплітуди сигналу U навиході ФД можливе лише в тому випадку, коли різниця фаз сигналів Dy лежить у межах ±90°. Таким чином граничні однозначнізначення кутів Dj°Ц ГРАН будуть згідно з рівнянням (1) визначатися виразом
/>.
/>
Для зазначених вище співвідношеньl/l (5, 10, 20 і 40) граничнізначення кутових відхилень Dj°Ц ГРАН, що можуть бути визначені за допомогоюфазового пеленгатора і ФД, складуть, відповідно, ±2,68°, ±1,48°, ±0,72° і ±0,36°, але з огляду на значне падінняна ділянках 0,8 UВІДН UВІДНUВІДН = f(DjЦ) реальні граничні значення DjЦ орієнтовно дорівнюватимуть ±1,64°; ±0,41° і ±0,21°.
Розглянемо деякі питанняпрактичної реалізації фазових пеленгаторів.
У фазовому пеленгаторі антеннасистема має сформувати дві ідентичні ДН, рівносигнальні напрямки яких строгопаралельні, а фазові центри рознесені на відстань l відносно одинодного. Ширина ДН кожної з антен A1 і A2згідно з рекомендаціями ICAO не повинна перевищувати 3°. Ця вимога обумовленанеобхідністю зменшення кількості ПС, що одночасно потрапляють у промінь антени,тобто відповідають одночасно на запити, передані ВРЛ. Крім того, з вузькими ДНантен радіолокаторів поліпшуються енергетичні показники їхніх передавачів.
У фазових пеленгаторах ДН можутьформуватися дзеркальними антенами або антенними ґратками. У випадкузастосування дзеркальних антен виконати таку антену з одним відбивачем і двомарознесеними на достатньо велику відстань опромінювачами неможливо. Сформованітакою антеною ДН виявляються неідентичними, а РСН – непаралельними. Отже,антенна система такого пеленгатора повинна складатися з двох самостійнихдзеркальних антен, розміщених на обертовій балці і рознесених, як мінімум, навідстань поземного розкриву (діаметра) їхніх дзеркал.
Поземний розкрив дзеркала кожної зантен може бути визначений із таких міркувань.
Ширина ДН параболічних антен нарівні половинної потужності (Dj°А) в градусах визначається за формулою
/>,
де R – радіус розкривуантени; l –довжина хвилі; f– фокусна відстань параболічного дзеркала;a=0,5 для площини Е, яка збігається з площиною поляризаціївипромінюваної або прийнятої хвилі, і а=0,2 для площини Н,перпендикулярної до площини Е.
Для ВРЛ, які задовольняють вимогиICAO, сигнали відповіді передаються на частоті 1090 МГц із прямовисноюполяризацією. Отже, обраний коефіцієнт а дорівнює 0,2, а l=27,5 см. З практичнихміркувань для отримання задовільної форми ДН краще використовувати довгофокусніантени. Тому обираємо f = 3 м. Тоді для DjА°=2,5° отримуємо радіус R = 3,7 м, тобтовідстань l між антенами А1 і А2 будене меншою 7,4 м. За графіками на рис. 10 і за формулою (3), у якійзначення U обирається 0,9, визначаємо граничне значення кутової поправкиDj°ц ГРАН однозначного визначення азимутального положенняцілі. Отримуємо />
Якщо ширина ДН />°, сигнал відповіді може прийти підбудь-яким кутом у межах цієї діаграми, але такий обмежений діапазон визначенняазимута цілі є неприпустимим.
У тих випадках, коли як фазовийкутовий пеленгатор використовуються антенні ґратки, поземний розмір однієїантени за тих самих вихідних вимог до ДН і рівня бокових пелюсток може становити5…8,5 м. Для граничного випадку, коли поземний розмір антенних ґратокдорівнює 5 м, діапазон однозначного визначення азимута цілі буде дещобільшим />, але і він є неприпустимим.
Зазначений вище головнийнедолік фазового пеленгатора, а також деякі інші недоліки, як наприклад,конструкційні труднощі реалізації двоантенної системи, вимоги високої фазовоїстабільності каналів, відсутність єдиного каналу відповідей, за яким приймаєтьсядодаткова інформація, труднощі в реалізації систем придушення сигналів боковихпелюсток ДН антен за запитом і відповіддю та ін. призвели до того, що на цейчас у вторинних оглядових радіолокаторах фазовий принцип побудови пеленгаторівне використовується. Це саме зауваження стосується і комбінованих кутовихпеленгаторів.
2. Фазовий кутовий дискримінатор
Головним недоліком амплітуднихкутових дискримінаторів є необхідність точного узгодження амплітудниххарактеристик сумарного і різницевого каналів. Для такого узгодження необхіднезастосування ряду додаткових заходів, що ускладнюють просту, на перший погляд,структуру дискримінатора. Для радикального зменшення впливу неузгодженостіамплітудних характеристик і коефіцієнтів передачі каналів приймачів використовуютьметод, заснований на застосуванні сумарно-різницевих фазових кутовихдискримінантів, або, як їх іноді називають, фазових дискримінаторів. Суть цьогометоду полягає в тому, що амплітудні співвідношення вхідних сигналів US і UD перетворюються у фазові співвідношеннясигналів r+ і r-, отриманих векторнимидодаванням і відніманням вхідних сигналів. Отримані у такий спосіб сумарні ірізницеві сигнали перетворюються в сигнали проміжної частоти, підсилюються йобмежуються за амплітудою. Остання операція провадиться для того, щоб надалі заоберненого перетворення фазових співвідношень сигналів в амплітудні, щопровадиться ФД, результат перетворення залежав би тільки від співвідношення фазсигналів, які надходять на ФД, і не залежав від коефіцієнтів передачі сумарногоі різницевого каналів приймачів. Отримана у такий спосіб пеленгаційнахарактеристика в результаті буде функцією співвідношення амплітуд сигналів US і UD, прийнятих сумарною і різницевоюДН антени, а проміжне перетворення амплітудних співвідношень сигналів у фазовінеобхідно лише для зменшення впливу амплітудних характеристик каналів приймачана результат зміни напрямку на ціль Djц° щодо миттєвого азимутального положенняосі антени цА. Це ілюструється рис. 4 і рис. 5, на якихзображена спрощена функціональна схема фазового кутового дискримінатора івекторні діаграми сигналів у різних точках цієї функціональної схеми.
/>
Наведемо опис роботи фазовогодискримінатора.
На вхід дискримінатора надходятьсигнали, прийняті сумарною і різницевою ДН пеленгатора і позначені нафункціональній схемі і векторних діаграмах як å і ∆ (точки 1 і 2на функціональній схемі). На векторних діаграмах показаний випадок, коли обидвасигнали попередньо фазовані і сумарний сигнал å більше різницевого ∆. Цісигнали перетворяться у векторну суму å + i∆ і векторну різницю å − i∆ цихсигналів. Перетворення здійснюється сумарно-різницевим перетворювачем Пi фазообертачем />, що виконуєоперацію множення на – i. Множення на i відповідає повороту фазивектора на +90˚, множення на – i – повороту фази вектора на -90˚.Перетворення провадиться на високій частоті за допомогою пасивних елементів. Затакі елементи можуть бути використані кільцеві хвилеводні або смужкові мости,подвійні хвилеводні трійники і хвилеводні або смужкові фазообертачі.
Після перетворювачів високочастотнісигнали å+i∆і å-i∆ надходять назмішувачі і далі у вигляді сигналів проміжної частоти, що зберігають усі фазовіспіввідношення високочастотних сигналів, підсилюються й обмежуються заамплітудою. Після обмеження всі сигнали, незалежно від того, на якій відстанівід радіолокаційної позиції знаходиться ПС, матимуть однакову амплітуду, аінформація про те, наскільки напрямок на ПС відрізняється від напрямку осі ДН,утримуватиметься в межах кута б, оскільки згідно з векторними діаграмами,наведеними на рис. 5, />.
Сигнали å+i∆ і å− i∆, позначеніпісля обмеження як r+ і r-, подаються наФД, нормована характеристика якого описана функцією синуса різниці фазсигналів, що надходять на його входи, тобто для аналізованого випадку
/>. (4)
Напруга на виході ФД несеінформацію не тільки про кутове відношення цілі від напрямку осі антени jа, але і про знак цього відхилення. Дійсно, з векторних діаграм,поданих на рис. 6, при зміні фази різницевого сигналу D відносно сумарного сигналу S на 180°, вектори r+ і r–міняються місцями, кут між ними дорівнює -2a і напруга на виході ФД />
/> /> /> /> /> /> /> /> />
Якщоприпустити, що сумарна і різницева ДН кутового пелeнгатора описуються, як і длявипадку амплітудного дискримінатора, виразами (3) і (2), то згідно звиразом (4) пеленгаційна характеристика вторинного моноімпульсногорадіолокатора, що використовує сумарно-різницевий амплітудний пеленгатор іфазовий кутовий дискримінатор, описуватиметься виразом />.
Відповідні характеристики наведеніна рис. 7. Вони подані для випадку, коли довжина хвилі l = 27,5 см, розкриви антеннихґраток пеленгатора дорівнюють 10; 8 або 5 м, а ДН антени відповідають виразам (4) і (3).
Графіки, наведені на рис. 7,і вираз (3) підтверджують основний недолік фазового кутового дискримінатора –малі межі робочого сектора пеленгаційної характеристики.
Дійсно, згідно з виразом (3) межіоднозначного визначення UВИХ обмежуються значеннями аргументусинусу ±90°, тобто />. Звідси />.
фазовий пеленгація кутовийдискримінатор
/>
Цю умову задовольняє граничнийвипадок, коли D/S=1,тобто робочий сектор пеленгаційної характеристики принципово не може виходитиза межі кутів Dj°Ц, які відповідають точкамперетинання сумарної і різницевої ДН антени (рис. 5, точки а і б).Оскільки крутизна пеленгаційної характеристики поблизу цих точок низька, тореальний робочий сектор характеристики буде ще меншим. Згідно з виразом (3)межа робочого сектора визначатиметься наближеним виразом
/>,
де розкрив антени lвимірюється у метрах, а Dj°гран – у градусах.
3. Фазовий напівкутовийдискримінатор
Як уже наводилося вище, основнимнедоліком фазового кутового дискримінатора, функціональна схема якого наведенана рис. 4, є мала межа однозначного визначення кутового положення цілі.Однозначність зберігається в межах, коли кут 2a між векторами r+ і r – лежить удіапазоні ±90°, тобто коли кут a лежить у межах ±45°.
Робочий сектор, однозначновизначений коригувальною поправкою Djц, в цьому випадку визначатиметься областю,де співвідношення прийнятих сигналів D/У лежить у межах від нуля до одиниці, тобто до точокперетинання сумарної і різницевої ДН антени.
Для усунення цього недолікувикористовують метод, суть якого полягає в тому, що сигнали r+ і r –порівнюються за фазою не між собою, а із сигналом сумарної ДН å у двох окремих ФД. Пелeнгаційнахарактеристика в цьому випадку утвориться додаванням результатів окремогопорівняння сигналів, фазовий кут між якими дорівнює не 2a, а a. Для кожного з ФД рівняння (3) прийме вигляд
/>,
із чого витікає, що відношеннясигналів D і å для однозначного визначеннязначення U лежатиме в межах від нуля до нескінченості. Робочий секторпеленгаційної характеристики значно збільшується, а його межі фактичновизначатимуться шириною ДН сумарного променя антени.
Кутовий дискримінатор, в основу роботиякого покладений цей принцип, одержав назву сумарно-різницевого напівкутовогофазового дискримінатора або, просто, напівкутового фазового дискримінатора. Нарис. 8 показана спрощена функціональна схема такого дискримінатора, а нарис. 9 і 10 наведені векторні діаграми сигналів, що ілюструють принципроботи цієї схеми.
На вхід схеми надходять сигнали сумарногоі різницевого каналів амплітудного пеленгатора (точки 1 і 2 нафункціональній схемі) і відповідні сигнали на векторних діаграмах. ПеретворювачП, виконаний на пасивному елементі у вигляді кільцевого моста абохвилеводного трійника, утворює на своїх двох виходах сумарні сигнали +iДі Д+iУ із поворотом фази одного з вхідних сигналів У або Д на +90°(точки 3 і 4 на функціональній схемі). Сигнали У і Д попередньофазовані для одного з напрямків відхилення цілі від положення осі антени(рис. 10).
/>
Для випадку відхилення цілі від напрямкуосі антени в протилежну сторону, різниця фаз цих сигналів, як очевидно зрис. 9, змінюється на 180˚ (рис. 9, вектори 1 і 2).Після перетворення високочастотних сигналів у проміжну частоту, їхньогопідсилення і «м’якого» обмеження в логарифмічних підсилювачах проміжної частоти(ППЧ-ЛОГ) сигнали надходять до фазових детекторів ФД-1 і ФД – Опорною напругоюдля цих ФД служить сумарний сигнал У, який отримав перед тим такі саміперетворення, що і сигнали У+iД і Д+iУ, і сумарний сигнал iУ,зсунутий попередньо за фазою на +90°.
/>
В схемі використані так називані «косинусні»ФД, у яких вихідна напруга визначається не синусною, а косинусною залежністювід фазового кута між векторами сигналів вхідної й опорної напруг. Ці детекторисхемно відрізняються від «синусних» ФД тільки тим, що один із вхідних сигналівпопередньо повернений за фазою на 90°.
Згідно з векторними діаграмами,наведеними на рис. 10,
/>;
/>;
/>;
/>. (4)
Для векторних діаграм, наведених нарис. 10, b=90°+a.
Отже, />.
Тоді
/>;
/>.
З цих виразів витікає, що знакпеленгаційної функції міститься у самій функції і вживати спеціальні заходи длявизначення сторони відхилення цілі від напрямку осі антени, як це робилося в амплітуднихФД, немає потреби.
Якщо припустити, що сумарна ірізницева ДН амплітудного пеленгатора визначаються виразами (4) і (5), то виразпеленгаційної характеристики напівкутового фазового дискримінатора, що працюєразом із сумарно-різницевим амплітудним пеленгатором, матиме вигляд
/>.
Графіки цієї функції наведені нарис. 10.
Графіки обраховані за умови, щодовжина робочої хвилі бортових відповідачів дорівнює 27,5 см, а розкривиантенних ґраток у поземному напрямку дорівнюють відповідно 10; 8 і 5 м. Як очевидно з рисунку, на відміну від пеленгаційних характеристик кутового фазовогодискримінатора (див. рис. 8) робочий сектор однозначного визначеннявідхилення цілі від напрямку осі антени в цьому випадку практично обмежуєтьсялише шириною ДН сумарного променя антени і припустимої зміни крутизни пеленгаційноїхарактеристики.
/>
Деяке ускладнення схеминапівкутового дискримінатора, пов’язане з необхідністю введення третього каналудля сумарного сигналу, двох ФД і додаткових перетворювачів фаз, не принципове.Основним недоліком аналізованої схеми, як і для кутового фазовогодискримінатора, є необхідність стабілізації фазових співвідношень сигналів увсіх трьох каналах. Нестабільність фази може призвести до прямих помилоквизначення азимутального положення цілі. Усувається цей недолік в сучаснихмоноімпульсних ВРЛ раціональністю рішень під час розробки і виготовленняапаратури приймачів, а також застосуванням контрольних відповідачів і спеціальнихкаліброваних пілот-сигналів, за якими провадиться постійна корекція фазовиххарактеристик дискримінаторів.
На разі принцип напівкутовогофазового визначення азимутального положення цілей використовується врадіолокаторах RSM 970 (Thomson-CSF, Thales, Франція), RSM 970S (Airsys ATM, Франція),IRS-20 MP/L (Indra-Іспанія), MSSR/Mode S (Northrop Grumman, США), S-470Messenger (Marconi Radar Systems, Англія), CM SSR-401 (Cardion Electronics,США) і в деяких інших радіолокаторах.