Министерствообразования Республики Беларусь
Учреждениеобразования
БелорусскийГосударственный Университет Информатики и Радиоэлектроники
Кафедра: Систем телекоммуникаций
Факультет: Телекоммуникаций
ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
к дипломному проекту
НА ТЕМУ:
УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ МИЛЛИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНАДЛИН ВОЛН
Дипломник:
Руководитель
Консультанты:
по электрической части
по экономике
по производственной и экологическойбезопасности
Рецензент: МИНСК — 2002
СОДЕРЖАНИЕ
Перечень принятых сокращений
Введение
1. Современное состояние разработок усилителей мощности миллиметровогодиапазона длин волн
1.1 Применение ЛБВ в радиолокационно-связнойаппаратуре
2. Технические требования по реализацииусилителя мощности на ЛБВ диапазона
2.1 Требования технического задания к усилителюмощности
2.2 Анализтребований к источникам питания
2.3 Анализ требований к импульсномумодулятору для ЛБВ
3. Разработка и обоснованиеструктурной схемы проектируемого устройства
3.1 Структурнаясхема усилителя
3.2 Структурныесхемы источника питания и выбор элементной базы
3.3 Основные схемы построения импульсныхмодуляторов питания4. Расчет электрический основных узловимпульсного источника
4.1 Расчет низковольтного трансформатора дляимпульсного источника питания
4.2 Расчетвысоковольтного полупроводникового модулятора
5. Охрана труда и экологическая безопасность.Обеспечение защиты от электромагнитных полей при эксплуатации усилителямощности миллиметрового диапазона длин волн
5.1 Влияние наорганизм человека электромагнитных полей радиочастотного диапазона
5.2 Техническиеустройства, организационные и лечебно- профилактические мероприятия
5.3 Применениеэлектромагнитных помещений и замкнутых экранов для защиты от электромагнитныхполей
5.4 Оценкауровня электромагнитного излучения на рабочем месте
6. Технико-экономическоеобоснование
6.1 Характеристика технико-экономическогообоснования проекта
6.2 Определение сметной стоимости
6.3 Определение себестоимости товара и рыночнойцены
6.4 Расчет затрат у производителя
6.5 Расчет экономической эффективности
Заключение
Библиографи
Приложение А. Справка об исследовании патентнойлитературы
Перечень принятых сокращений.
АЧХ– Амплитудно-частотная характеристика.
ВВИП- Высоковольтные вторичные источники питания.
ВГС– Высшие гармонические составляющие.
ВЧ– Высокая частота.
ЗС– Замедляющая система.
ИП– Источник питания.
ККМ– Коррекция коэффициента мощности.
КПД– Коэффициент полезного действия.ЛБВ – Лампа бегущей волны.
МПФС–Магнитная периодическая фокусирующая система
ПОМ– Приемный оптический модуль.
РЛС– Радио локационная станция.
СВЧ– Сверх высокие частоты.
ТТЛ– Транзисторно транзиснорная логика
ТТУ– Твердо тельный усилитель.
ШИМ– Широтно импульсная модуляция.
ЭМП– Электро магнитные поля.
Введение
Лампыбегущей волны продолжают оставаться одним из важнейших комплектующих элементов,определяющих технический уровень радиолокационно-связных систем. Этот тип ЭВПобладает превосходными рабочими и эксплуатационными характеристиками: широкойполосой рабочих частот, большим коэффициентом усиления и КПД, выходной'мощностью от десятков до сотен ватт, высокой устойчивостью к внешнимвоздействиям, термостабильностью параметров и высокой надежностью придолговечности до 100 тыс. ч и более. Они допускают эксплуатацию в гораздо болеежестких режимах, чем твердотельные приборы.
РазработанныеЛБВ, используются в выходных усилителях ретрансляторов космических аппаратов«Молния», «Радуга», «Глобус», «Луч»,«Галс» и др. Имеется большая номенклатура приборов, уже освоенных впроизводстве, с развитой технической базой и значительным научно-техническимзаделом. Благодаря систематическим исследованиям, разработкам и внедрению всеболее совершенных конструктивных и технологических решений с использованиемвновь разработанных материалов, высокоточного автоматизированного оборудования,современных средств испытаний и контроля, обеспечено производство ЛБВ,соответствующее современному техническому уровню, и комплектацию имиретрансляторов в любой части сантиметрового и миллиметрового диапазона длинволн.
Направленияработ по повышению технического уровня ЛБВ, выпускаемых предприятиями,определяются потребностями развития систем спутниковой связи и радиолокационно-связныхсистем. С целью удовлетворения этих потребностей предприятия России продолжаютвести как перспективные исследовательские работы, обеспечивая высокийтехнический уровень своей продукции, так и опытно-конструкторские разработкидля комплектации новых космических аппаратов связи и промышленное производстворазработанных ранее ЛБВ.
Условно можновыделить следующие наиболее важные этапы развития техники широкополосных ЛБВ(таблица 1).
Вначале шестидесятых годов было разработано под руководством А.Д. Жукова и О.С.Полякова первое поколение пакетированных широкополосных ЛБВ в диапазоне 1… 4ГГц с выходной мощностью 100… 200 Вт. Возникшие проблемы теплоотвода отспирали, низкий КПД, высокий уровень гармоник стимулировали комплексспециальных исследований и разработок, выполненных под руководством А.М. Каца(теория и расчет приборов), Б.С.Правдина, В.В. Пензякова (теория и расчетэлектронно-оптических систем), В.П. Кудряшова (методы подавления высшихгармоник и самовозбуждения на обратной волне), В. Б. Рабкина и Р.Ф. Козловой(новые материалы и сплавы). Ю.Н. Балалаева и Ю.А.Мельникова (магниты имагнитные системы на редкоземельных металлах) [1].
Вконце шестидесятых начались работы по созданию усилительных цепочек на ЛБВ,выходным каскадом в которых являлась «прозрачная» для СВЧ-сигнала ЛБВ безпоглощающей вставки с усилением 7...17дБ. Первоначально они предназначались дляобеспечения непрерывно-импульсного режима работы (входная ЛБВ работала внепрерывном режиме, выходная — в импульсном). Были изготовленыэкспериментальные образцы усилителя. Впоследствии был выполнен циклисследований и разработок широкополосных усилительных цепочек, обеспечивающихуровень выходной мощности 500 Вт в диапазоне 1… 8 ГГц. Для повышенияустойчивости таких цепочек был предложен «ЛБВ-вентиль», основанный навзаимодействии СВЧ-сигнала с быстрой волной пространственного заряда[2].
Таблица1- Этапы развития техники ЛБВВремя 60-е годы 70-80-е годы 90-е годы , Достижения в технологии и конструировании Магнитная периодическая фокусирующая система (МПФС). Специальные сплавы на основе меди. Импрегнированныкатоды.Токоперехватывающая и теневая сетки. Разработкаметодов триангуляции. МПФС на основе SmCo-Плющенка из молибдена, фольфрама, сплава МАГТ-0.2.Сетки из гафния.Разработка комплексированных устройств с источниками питания. ВЧ пакеты с анизотропным экраном.Разработка методов термообжатия и термо вставления.
Достигнутые параметры: верхняя частота
Выходная мощность
Полоса уиливаемых частот идентичность амплитуды и фазы КПД
10 ГГц
200 Вт непр.
1 кВт имп
2:1
± 3 дБ; ± 40дБ
10… 15%
40 ГГц
500 Вт непр.
10 кВт имп
3: 1
± 2 дБ; ± 30дБ
20… 25%
40 ГГц
1000 Вт непр
10 кВт имп
3: 1
± 1 дБ: ± 25дБ
20… 30%
Этиработы способствовали тому, что второе поколение широкополосных приборов иусилителей,, было на уровне лучших мировых аналогов, нашло широкое применениев радиоаппаратуре и позволило резко увеличить промышленный выпуск приборов икомплексированных устройств на их основе.
В девяностые годы усилия разработчиков были направлены наусовершенствование конструкции и технологии изготовления, достижениемаксимальных значений выходной мощности и ширины полосы усиливаемых частот,КПД, амплитудной и фазовой идентичности, уменьшение шумов, снижение массы игабаритных размеров. Практически была создана методология оптимальногопостроения сверхширокополосных ЛБВ с учетом требований по перечисленнымпараметрам и разработанных конструктивно-технологических приемов и методов
1. Современное состояние разработокусилителей мощности миллиметрового диапазона длин волн
1.1Применение ЛБВ в радиолокационно-связной аппаратуре
Лампыбегущей волны продолжают оставаться одним из важнейших комплектующих элементов,определяющих технический уровень спутников связи. Этот тип ЭВП обладаетпревосходными рабочими и эксплуатационными характеристиками:
широкойполосой рабочих частот,
большимкоэффициентом усиления и КПД,
выходноймощностью от десятков до сотен ватт,
высокойустойчивостью к внешним воздействиям,
термостабильностьюпараметров
высокойнадежностью при долговечности до 100 тыс. ч и более.
Онидопускают эксплуатацию в гораздо более жестких режимах, чем твердотельныеприборы.
Направленияработ по повышению технического уровня ЛБВ, определяются потребностями развитиясистем связи. С целью удовлетворения этих потребностей ведутся какперспективные исследовательские работы, обеспечивая высокий технический уровеньсвоей продукции, так и опытно-конструкторские разработки для комплектации новыхсистем связи и промышленное производство разработанных ранее ЛБВ [3].
Результатыразработки и особенности технологии производства ЛБВ
Впоследние годы наибольший объем работ, был направлен на повышение надежности,ресурса и КПД ЛБВ, улучшение спектра и фазовых характеристик ее выходногосигнала, улучшение массогабаритных параметров. Для этого были исследованы путиувеличения эффективности энергообмена в пространстве взаимодействия ЛБВ сширокополосными электродинамическими структурами и возможности рекуперированияостаточной энергии электронных потоков с широким спектром энергий электронов.
Втаблице 1.1 приведены основные параметры широкополосных ЛБВ непрерывногодействия, разработанных за последние 10 лет. Описание конструкции ихарактеристик некоторых из них позволяют составить представление о том, какпрактически решается задача оптимизации основных характеристик широкополосныхспиральных ЛБВ.
Таблица1.1- Современные ЛБВПрибор F, ГГц P, вых, Вт Кус, Дб Uсп, кВ Iк, мА Uк, кВ Размеры, мм Масса, кг Охлаждение УВ-А3001 1...2 400 40 5 440 3,2
1040х82х86
10 Жидк. УВ-АЗ002 1...2 1000 30 8.3 840 6
977х88х128
14 Жидк. УВ-АЗООЗ 2...4 400 40 5.4 440 3.4
642х82х86
7 Жидк. УВ-А3004 2...4 1000 30 9.2 840 6,5
862х100х128
12 Жидк, УВ-АЗООб 4...8 180 40 7.5 250 4.5
500х100х75
3 ВОЗД. УВ-А3008 8...12 200 35 7.5 250 4.5
450х100х75
3 Конд. УВ-А3018 7,5… 18 250 33 10.4 330 6.5/3
450х55х75
3 Конд УВ-А3020 18..26 10 30 10 40 5
350х54х80
2.0 ВОЗД УВ-А3021 26...40 10 35 11 100 6
350х54х57
2,0 Конд.
Лучшиерезультаты получены в лампах со спиральными замедляющим
исистемами (ЗС) малого диаметра, в которых для снижения СВЧ-потерь используетсяспиральный проводник прямоугольного сечения из материала МАГТ-0,2 спроводимостью по постоянному току, близкой к проводимости меди (не менее 85%).В таких ЗС реализованы схемы согласования фазовых скоростей в СВЧ волновомпакете с энергетическими характеристиками электронного потока вдольпространства взаимодействия лампы, обеспечивающие передачу СВЧ-полю на частотепервой гармоники 60… 75% энергии электронов компактного сгустка, содержащегодо 80% электронов на периоде СВЧ-волны [A1] .
Высокаяэффективность энергообмена в пространстве взаимодействия, низкие потериСВЧ-мощности в ЗС и удобный для многоступенчатого рекуперирования спектрэнергий электронов в электронном потоке на входе в коллектор при примененииновых конструкций спиральных ЗС позволили увеличить электронный КПД в среднейчасти сантиметрового диапазона до 30… 36%, а технический КПД ЛБВ стрехступенчатым коллектором электронов — до 56%. При этом были улучшены идругие параметры, влияющие на качество выходного сигнала усилителя [4]:
относительныйуровень выходной мощности на частоте второй гармоники снизился до минус 25 дБ,максимальное значение коэффициента амплитудно-фазовых преобразований приизменении входных мощностей от нулевой до входной мощности, соответствующейрежиму насыщения, уменьшилось до 6 град/дБ.
Полученныеданные позволили сделать вывод, что в ЛБВ с электронным КПД более 30% присопровождении электронного потока в периодических магнитных полях может бытьдостигнуто токопрохождение на коллектор в динамическом режиме более 97%.Увеличение электронного КПД привело к уменьшению удельного токоотбора споверхности катода и увеличению долговечности ЛБВ [A2].Последующее увеличение долговечности до 100 тыс ч и более стало возможным послеразработки специальных технологических процессов, методов контроля качества,обеспечивающих производство основных узлов ЛБВ повышенной надежностиметаллокерамических, катодных, ЗС, узлов связи и МПФС.
Основныеэлектрические параметры ряда приборов:
Рвых- выходная мощность на частоте первой гармоники,
Ky — коэффициент усиления,
I 0 -ток катода (суммарный ток электродов),
N- количество ступеней коллектора.
М- масса,
Д- долговечность,
Ониприведены в таблице 1.2. В ней представлены данные из технических условий,которые, как правило, обеспечиваются конструкциями и технологией с большимипроизводственными запасами. Результаты разработки образцов ЛБВ с КПД 60% идолговечностью 150...200 тыс. ч
Выполненные.исследования показали возможность создания и освоения производства ЛБВ среднеймощности сантиметрового диапазона с долговечностью 150… 200 тыс. ч и КПДболее 60%. Важнейшее условие обеспечения работы ЛБВ в течение 200 тыс. ч. — повышение эмиссионной долговечности катода. Необходимая эмиссионнаядолговечность достигается в двухкамерных металлопористых катодах при плотноститокоотбора с эмитирующей поверхности до 1 А/см2.
Врезультате первой серии испытаний экспериментальных образцов ЛБВ новогопоколения было обнаружено, что после наработки более 100 тыс. ч могут возникатьотказы приборов из-за снижения поверхностного сопротивления керамическихдеталей металлокерамических узлов электронной пушки, а после наработки 100…150 тыс. ч среди приборов с большой токовой нагрузкой на ЗС могут возникатьотказы по снижению выходной мощности.
Таблица1.2- Параметры ЛБВТип Диапазон частот, ГГц Рвых. Вт Ку.дБ Uзс. кВ Iо, мА N, шт Кпд,% М, кг Д, ч УВ-481 3,4...3,9 40 42 3,5 70 3 45 2,6 57500 УВ-А2002 3,4...3,9 80 42 3.7 130 3 45 2,6 55000 УВ-509 7,0...8,0 40 40 4,0 40 3 50 0,8 77000 УВ-А2006 11,4...11,7 22 40 5.0 40 3 40 1,9 55000 УВ-А2008А 11.7...12,5 100 48 6.5 140 5 56 1.8 100000 УВ-А2008 11.7...12,5 150 50 6,5 160 5 55 1,8 100000 УВ-А2010 13,4...14,0 50 50 5,6 55 3 40 2,0 77000 УВ-485 14,5...15,5 40 50 5,6 55 3 40 2.0 55000
Снижениеповерхностного сопротивления керамических деталей в электронной пушке связано снакоплением на их поверхности проводящих материалов, испаряющихся с нагретыхповерхностей катода. Для устранения этого эффекта разработаны электронныепушки, в которых керамические детали защищены экранами от попадания на нихиспарившихся с катода материалов. Надежность этих пушек подтвержденаиспытаниями, проведенными по методике ускоренных испытаний в специальныхрежимах в течение времени, эквивалентного наработке более 300 тыс. ч.
Механизмснижения выходной мощности также связан с переносом вещества с поверхностинагретых частей спирали на диэлектрические опоры ЗС. При незначительныхтепловых нагрузках на спираль время, в течение которого могут быть обнаруженынегативные последствия для ЗС со спиралью из МАГТ-0,2, превышает 1 млн. ч. Впротивном случае это время может сокращаться в зависимости от температурыспирали в десятки и более раз. Возрастание СВЧ-потерь в результате металлизациидиэлектрических опор приводит к увеличению тепловой нагрузки на спираль иувеличивает скорость деградации параметров такой ЛБВ [A3].
Добитьсянеобходимого уменьшения скорости переноса вещества с поверхности спирали наопоры ЗС можно улучшением теплоотвода от спирали ЗС и уменьшением токовойнагрузки на спираль. В разрабатываемых ЛБВ улучшение теплоотвода достигаетсяприменением деталей из материалов с высокой теплопроводностью, например медныхоболочек ЗС, и применением пластичных материалов для создания необходимыхтепловых контактов в местах сопряжения теплоотводящих элементов конструкции.Уменьшение токовой нагрузки, как следует из анализа токопрохождения в ЛБВ сэлектронным КПД более 30%, возможно за счет улучшения токопрохождения встатическом режиме и уменьшения тока, возвращенного из коллекторов. Такаяработа была выполнена на основе метода конечных элементов при моделированииэлектронного потока в аксиально-симметричных узлах ЛБВ .
РазработанныеЛБВ средней мощности сантиметрового диапазона отличаются высоким техническимуровнем, КПД различных типов ЛБВ принимают значения 45… 55 %, адолговечность достигает 100 тыс. ч. Указанные значения КПД получены прииспользовании ЗС с /> =0.8...0,9 и малыми СВЧ-потерями, долговечность ЛБВ обеспечивается надежностьюконструкций узлов и особенностями технологии, включающей специальные методикипрогнозирования их надежности и ресурса. Исследованы пути увеличения КПД ЛБВ до60% и долговечности до 200 тыс. ч. Разработаны и испытаны образцы ЛБВ с КПД 60…64% и долговечностью более 150 тыс. ч
Первыеразработки спиральных ЛБВ с шириной полосы более октавы позволили определить,что главным препятствием по расширению полосы рабочих частот являетсявзаимодействие на частотах, кратных частоте основного сигнала (высшихгармонических составляющих (ВГС)). В результате многочисленных исследований былоустановлено, что все многообразие средств подавления ВГС, причем с достаточноэффективной передачей их энергии основному сигналу, реализуется. с помощьюединственного метода — метода компенсации. Он заключается в том, что на входеили в пространстве взаимодействия самой ЛБВ формируется сигнал, насыщенный гармониками.противофазными гармоникам, образующимся в результате нелинейного взаимодействияпо основному сигналу [5].
Наиболеепросто он реализуется в усилительных цепочках на ЛБВ, в которых между каскадамиустанавливается так называемый фазовый компенсатор (отрезок длинной линии смаксимально крутой дисперсией), который изменяет фазовый сдвиг между основнымсигналом и его гармониками на необходимую величину (как правило, от 90 до 180°).Для повышения устойчивости цепочки между каскадами фазовый компенсатор можетбыть совмещен с ЛБВ-вентилем. основанным на взаимодействии отраженногоСВЧ-сигнала с быстрой волной пространственного заряда. Именно такое построениеусилителя позволило впервые достичь уровня мощности порядка 1 кВт в диапазоне1.8 ГГц с мгновенной полосой частот до 1,5...2 октав.
Дляосуществления метода компенсации в одной ЛБВ необходимо обеспечить определенныеусловия взаимодействия широкополосной ЛБВ.Выбор параметров выходного участкапространства взаимодействия является главной задачей при проектированииширокополосной ЛБВ, поскольку именно он определяет выходную мощность и КПД,уровень нелинейных искажений и ВГС. Наконец, от выбранной модели подавлениягармоник и передачи их энергии полю основного сигнала определяются требования ик другим участкам прибора. Характерны два варианта энергообмена между ВГС иосновным сигналом:
первый- при равенстве фазовых скоростей возмущенных волн поля на частотах первой и,как правило, второй гармоник, что соответствует слабой нормальной дисперсии ;
второй- когда эти скорости существенно различаются (большая нормальная дисперсия инулевая или аномальная дисперсия). В первом случае для реализации процессакомпенсации необходимо создать специальный компенсирующий сигнал; во втором помере изменения по длине фазовых соотношений (из-за упомянутой выше разностискоростей) гармоники автоматически попадают в фазу оптимального энергообмена сосновным сигналом.
Вместес тем высокий уровень гармоник в слабонелинейном режиме, повышеннаянеравномерность амплитудно-частотной характеристики, обусловленная скачком фазыполя, показывают, что этот метод сложен для реализации в сверхширокополосныхЛБВ .
Оптимизацияпространства взаимодействия велась в октавном диапазоне: в результатетехнический КПД при одноступенчатой рекуперации превысил 30%, а уровень ВГС врежиме насыщения уменьшился до 10 Дб.
Коэффициентусиления и собственные шумы широкополосных ЛБВ
Одним из главных ограничений коэффициента усиления вширокополосных ЛБВ является требование минимизации уровня собственных шумов в рабочейполосе частот. Эти два параметра связаны известным соотношением
/> (1)
гдеРш — интегральный шум в рабочей полосе (/>);
k =1,38-10-23постоянная Больцмана;
То=293 К -шумовая температура;
Кшкоэффициент шума;Ку-максимальный в полосе частот коэффициент усиления прибора влинейном режиме работы;Кф- коэффициент формы АЧХ, лежащий обычно в пределах 0,3… 0,5.
Изанализа (I) видно, что возможны два направления работ по уменьшению уровняшумов при заданных значениях коэффициента усиления и полосы усиливаемых частот:уменьшение коэффициента шума и минимизация перепада коэффициента усиления вдиапазоне частот (определяемая значениями Кумах и Кф)
Зависимостькоэффициента шума ЛБВ средней и большой (более 20 Вт) мощностей от выходноймощности Рвых [Вт] может быть выражена в следующем виде:
/> (2)
гдеРид — выходная мощность прибора по ТУ, Вт.
Связьмежду Кш и минимально возможным коэффициентом шума Кшminбыть представлена в виде :
/> (3)
гдеS и В- диаметры катода и электронного пучка
Вытекающаяиз (3) очевидная рекомендация по уменьшению диаметра катода связана сувеличением удельного токоотбора н, как следствие, со снижением долговечностьприбора и поэтому далеко не всегда применима. На практике при конструировании иизготовлении электронно-оптической системы необходимо предпринять все меры ктому. чтобы снизить разброс скоростей электронов, исключить возможность эмиссиис боковых поверхностей катода и других электродов пушки. Как правило, принастройке прибора в МПФС приходится предпринимать специальную юстировку поуровню шума, Однако все эти меры не позволяют кардинально изменить коэффициентшума и достигнуть нижнего предела допуска [6].
Более широкие возможности по уменьшению собственных шумов ЛБВ заложеныв оптимизации АЧХ прибора Каждый участок пространства взаимодействия,работающий в линейной и слабонелинейной областях взаимодействия, конструируетсятаким образом, чтобы обеспечить минимальный период коэффициента усиления взаданном диапазоне частот. Освоение управлением дисперсией позволяетиспользовать для этой цели разнообразные комбинации скачков фазовой скорости идисперсии, реализуемые с помощью изменения шага и диаметра спирали, формыкерамических и металлокерамических опор, диаметра и формы экрана.
Вболее коротковолновых ЛБВ из-за отсутствия к началу их разработки приемлемогоконструкторско-технологического решения по управлению дисперсией такие средстване применялись. В результате интегральная мощность шума таких приборов на 1 — 2и более порядков выше, чем в длинноволновых ЛБВ при тех же значениекоэффициента усиления. (таблица1.3)
Таблица1.3- Параметры ЛБВ
Тип
ЛБВ
УВ-
А3001
УВ-
А3002
УВ-
А3003
УВ-
А3004
УВ-
А3009
УВ-
А349А УВ 3018 F, ГГц 1...2 1...2 2..4 2...4 8...18 8…18 7,5…18 Рвых.Вт 400 1000 400 1000 50 100 250 Ку, Дб 40 30 40 30 50 40 33 Pш, мВт 10 1 10 1 2000 1000 180
Комплексированныеустройства
Присоздании таких устройств могут решаться различные задачи, чаще всегооптимизируются высокочастотные характеристики СВЧ-усилителя и согласованиеСВЧ-приборов с источниками питания. Работы в этих направлениях ведется с началасемидесятых годов, и сегодня серийно выпускаемые комплексированные изделия используютсяв различных радиоэлектронных системах гражданского и военного назначениея.Одними из первых комплексированных устройств были упомянутые выше усилительныецепочки в составе: широкополосная ЛБВ с высоким коэффициентом усиления,«ЛБВ-вентиль», совмещенная с фазовым компенсатором, и «прозрачная» дляСВЧ-сигнала ЛБВ с малым (6...8, дБ) коэффициентом усиления. Они позволиликачественно улучшить характеристики СВЧ-усилителей и в значительной степенииллюстрируют методологию комплексирования, в которой заложены триосновополагающих, на наш взгляд, принципа: каждый-элемент комплексированногоустройства ответственен за одну или несколько функций всегоустройства-параметры каждого элемента согласованы с параметрами другихэлементов и обеспечивают их нормальное функционирование [A4];
Предполагаетсяоптимальное конструирование устройства в целом с интеграцией элементовконструкции, систем охлаждения, контроля и т.д.
Всоответствии с этими принципами были разработаны комплексированные устройствана основе широкополосных спиральных ЛБВ (таблица 1.4).
Оптимизациипо СВЧ параметрам., как правило, подлежала наиболее распространенная схемаусилителя 1, Изображенная на рис.6 и включающая в себя корректор усиления,транзисторный усилитель 2, широкополосную ЛБВ 3 и источник питания (ИП) 4.
/>
Рисунок 6- Комплексированные устройства
Корректоркоэффициента усиления — пассивный, аттенюатор, обеспечивающий частотнуюхарактеристику затухания, аналогичную (по форме) частотной зависимости общегокоэффициента усиления ЛБВ и транзисторного усилителя, представляет собойцепочку резонаторов с регулируемой добротностью и выполняется на основе либокоаксиальной, либо полосковой линии. В результате комплексированное устройствохарактеризуется постоянством коэффициента усиления во всем рабочем диапазонечастот.
Современныетвердотельные усилители (ТТУ) большой мощности имеют коэффициент шума не более10 дБ, что существенно ниже, чем у аналогичных ЛБВ, поэтому при распределенииусиления между ТТУ и ЛБВ необходимо стремиться к снижению коэффициента усиленияЛБВ, т. e к увеличению выходной мощносги ТТУ. Именно'поэтому корректор усиления целесообразнее устанавливать до ТТУ и ЛБВ, а немежду ними [7].
Всеисточники питания для широкополосных ЛБВ построены по схеме преобразованиячастоты питающей сети, имеют стабилизированные источники питании замедляющейсистемы, анода и коллектора- отвечают требованиям- предъявляемым к соответствующейих применению аппаратуре по механическим и климатическим воздействиям снабженыустройствами защиты и контроля.
Таблица1.4-Параметры ЛБВЧастота ГГц
Рвых
Вт Ку, дБ Состав
Габаритные размеры мм
Maccа кг Сеть 0.8…2 200 60
ТТУ-коррекгор-
ЛБВ-ИП
ЛБВ – 1040х82х86
10
ИП- 700 х 300 х 350.
45
200В
400 Гц 1…2 1000 54
ТТУ-коррекгор-
ЛБВ-ИП
ЛБВ – 977х82х86
14
ИП- 790 х 320 х 370.
65
200В
400 Гц 2...4 400 40
Коррекгор-
ЛБВ-ИП
ЛБВ – 642х82х86
7
ИП- 700 х 330 х 350.
55
200 В
400 Гц 2…4 1000 50
ТТУ-коррекгор-
ЛБВ-ИП
ЛБВ –862х100х128
12
ИП- 700 х 330 х 350.
65
200 В
400 Гц 7...11 100 35 ЛБВ-ИП 545 X 125 х 195
200В
400 Гц 4…8 100 40 ЛБВ-ИП 545 X 125 х 195
200В
400Гц 12…18 100 27 ЛБВ-ИП
ЛБВ – D70х380
3
ИП 460х100х295
13
200 В
400 Гц 8...18 100 27 ЛБВ-ИП
330х453х100
15
200В
400Гц 27…29 20 40 ЛБВ-ИП
ЛБВ –2 кг
ВИП- 15 кг 220В 50 Гц
ЛБВмиллиметрового диапазона длин волн
Припереходе в миллиметровый диапазон конструктивно-технологические проблемысоздания ЛБВ pезко возрастают. Основная причина этого -уменьшениепоперечных размеров ВЧ пакета ЛБВ и соответственно диаметра ее пролетногоканала. что приводит к сложностям формирования и сопровождения электронныхпучков, получения эффективного взаимодействия и необходимости решения проблемтеплоотвода от спирали. Требование к величинам магнитного поля дляосуществления периодической фокусировки электронного пучка малого диаметразаставляет уменьшать его первеанс, что приводит к снижению электронного КПДЛБВ, чему способствует и быстрый рост собственных распределенных потерь ЗС.Ограничения величины выходной мощности ЛБВ миллиметрового диапазона связаны спроблемами эффективного геплоотвода от элементов ЗС. Тепловые нагрузки припродвижении в коротковолновую область возрастают вследствие увеличенияраспределенных поттерь и токооседа-ния. а элементы, в которых выделяется и покоторым отводится тепло, становятся все миниатюрнее.
Длярешения задач создания ЛБВ миллиметрового диапазона был проведен комплексконструкторско-технологических разработок. Основное внимание было уделенорешению тепловой задачи и разработке базовых конструкций ЭОС. позволяющейтранспортировать электронный пучок в пролетном канале, диаметр которогосоставляет 0,6 мм при токе до 100 мА. Благодаря созданной оригинальнойконструкции МПФС достигнутое значение токопрохождения составляет 98%.
Снижениесобственных распределенных потерь в ЗС рассматривалось как эффективный способувеличения электронного КПД ЛБВ, с одной стороны, и снижения тепловых нагрузокна спираль, с другой. Известно несколько способов уменьшения потерь, но все онисводятся к использованию материалов или покрытий с высокой электрическойпроводимостью. Применение медной плющенки для изготовления спиралейпредполагает применение пайки ВЧ-пакета, которая является единственно возможнымспособом закрепления спирали, изготовленной из такого неформоустойчивогоматериала, как медь. Пайка одновременно обеспечивает почти идеальный теплоотводот спирали, что снижает ее температуру в рабочем режиме и, следовательно,предотвращает дальнейший рост ВЧ-потерь при разогреве спирали. Однакоэксперименты показали, что ВЧ пакеты, изготовленные с применением пайки, имеютбольшой разброс параметров из-за слабо контролируемой величины галтелейобразующихся в процессе пайки. Спирали, изготовленные из молибдена иливольфрама с нанесенным покрытием из меди или золота, также оказалисьмалопригодны для использования из-за непрочности покрытия. В результатепроведенных исследований оказалось, что наиболее технологичными оказалисьспирали, изготовленные из полированной вольфрамовой плющенки. Полировка даетснижение ВЧ-потерь- сравнимое с их снижением при использовании спиралей спокрытием. Для снижения ВЧ-потерь и облегчения тепловой задачи в ВЧ пакете былауменьшена диэлектрическая нагрузка за счет использования опорных спиралейпрямоугольной формы. Одновременно с работами, направленными на снижениевеличины тепловых нагрузок за счет улучшения токопрохождения и снижения потерьв ВЧ пакетах, был проведен комплекс работ по обеспечению надежного закрепленияВЧ пакета в оболочках. В результате в качестве базовых методов закрепления ВЧпакетов в ЛБВ миллиметрового диапазона используются метод холодного обжатиямедной оболочки и метод термообжатия. Оба метода обеспечивают хороший тепловойконтакт «стержень-оболочка», не уступающий паяному соединению.
Однакоснижение тепловых сопротивлений только внутри ВЧ пакета недостаточно дляобеспечения надежной работы ЛБВ миллиметрового диапазона. Необходимо решать ивнешнюю тепловую задачу.
Разработаныбазовые конструкции ЛБВ в миллиметровом диапазоне длин волн с уровнем выходноймощности 10...50 Вт (рисунок 1).
Рисунок1- Типичная АЧХ ЛБВ миллиметрового диапазона
/>
Разработаныи производятся сверхширокополосных спиральных ЛБВ средней и большой мощностей,а также комплексированных устройств на их основе. Основные техническиехарактеристики проанализированы с позиции их взаимосвязи с особенностямиконструкции и технологии изготовления.
Современныйэтап развития СВЧ-приборов такого класса, характеризующийся успехами в областиих миниатюризации и комплексирования совместно с твердотельными устройствами,требует разработки новых конструкторско-технологических работ, решений иподходов.
2. ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ ПО РЕАЛИЗАЦИИ УСИЛИТЕЛЯМОЩНОСТИ НА ЛБВ КА ДИАПАЗОНА
2.1 Требованиятехнического задания
Анализсовременного состояния разработок ЛБВ миллиметрового
диапазонадлин волн показал, что наиболее подходящее для проектируемого усилителяявляется ЛБВ типа ТW-33-200 имеющая следующие параметры.
Требованиятехнического задания.
1.Рабочий диапазон частот, ГГц 33 – 34;
2.Выходная импульсная мощность, Вт ³200;
3.Входная мощность, мВт 75-100;
4.Ток катода импульсный, мА
5.Неравномерность АЧХ в рабочей полосе, дБ 3;
6.Напряжение замедляющей системы, кВ 24,5-25,5;
7.Напряжение коллектора, кВ 10-12;
8.Напряжение управляющего электрода
относительнокатода, кВ
-впаузе между импульсами, кВ 2,2;
-вовремя импульса, В 50;
9.Напряжение накала (переменное), В 3,15-3,5;
10.Ток накала, А 2,0-2,5;
11.Ток замедляющей системы, мА 20;
12.Длительность импульса, мкС 6-10;
13.Частота повторений, кГц 8;
14.Максимальный коэффициент заполнения, % 10;
15.Непрерывная работа, час не менее 4;
16. Способ охлаждения: принудительно-воздушное охлаждение;
17. Масса, кг 4,8;
18.Вывод энергии — прямоугольный волновод
сечением,мм 21.86х10,16;
19.КСВН нагрузки £1,5;
20.Средняя наработка на отказ, час ³1000.
2.2 Анализ требований к источникам питания
В соответствии с техническим заданием на разработкувысоковольтных источников питания для СВЧ передатчиков необходимо разработатьдва источника питания, удовлетворяющие нижеприведенным техническим требованиям.
Техническиетребования к источнику питания №1 (ИП-1).
Электрическиетребования:
1. Выходное напряжение 10-12кВ;
2. Характер потребляемого тока импульсный;
3. Ток в импульсе 250мА;
4. Частота повторения импульсов тока нагрузки 8кГц;
5. Длительность импульса 6-10мкС;
6. Гальваническая развязка выходных цепей питания
от шин источника входной электроэнергии.
7. Частота преобразования 8-40кГц с возможностью
синхронизации от внешнего задающего генератора
8. Защита по перегрузкам по выходному току и
напряжению и автоматическое восстановление работы
после снятия перегрузки;
9. Первичная сеть 220В 50Гц;
10. Нестабильность первичной сети 5%;
Техническиетребования к источнику питания №2 (ИП-2)
Электрическиетребования:
1.Выходноенапряжении 2,5-3,5кВ;
3.Характерпотребляемого тока импульсный;
4.Токв импульсе 20мА;
5.Частотаповторения импульсов тока 8кГц;
6.Длительностьимпульса 10 – 20 мкc;
7.Первичнаясеть 220В 50Гц;
8.Нестабильностьпервичной сети 5%;
Предварительныйанализ технических требований показывает, что оба источника питания работают вимпульсном режиме потребления выходного тока со скважностью Q > 12.
Определиммаксимальную среднюю мощность, потребляемую от первичной сети ИП- 1 и ИП –2 поформуле:
Рср=Ри/(/>*Q), (2.1)
гдеРи –мощность потребляемая нагрузкой в импульсе,
/> — коэффициент полезногодействия вторичного источника питания,
Q-скважность.
Принимая/>=0,85, Q=12, получим:
дляИП-1 Рср=300ВA;
дляИП-2 Рср=50ВА.
Такимобразом, ИП-1 можно отнести к высоковольтным вторичным источникам питания(ВВИП) средней мощности, а ИП-2 к ВВИП малой мощности.
Хотяделение ВВИП по мощности весьма условно, тем не менее принципы построения иструктура источников питания малой и средней мощности могут существенноотличатся друг от друга в зависимости от электрических требований и наличиянеобходимой элементной базы для построения высоковольтной части ВВИП. Привыборе структуры построения ВВИП наличие необходимой элементной базы инеобходимой технологии изготовления высоковольтных узлов играет не последнююроль. Дополнительные требования к выбору структуры построения ВВИП обусловленыусловиями эксплуатации и конструктивно технологическими требованиями.
2.3Анализ требований к импульсному модулятору для ЛБВ
Импульсныймодулятор предназначен для формирования мощных видеоимпульсов, управляющихнапряжением на управляющем электроде ЛБВ. Модулятор является сложным иответственным устройством любого передатчика и от его устойчивой работы зависитобеспечение ряда важных характеристик блока.
Сформируемтребования к модулятору.
Таблица2.1 – Требования к модулятору№/№ п/п Параметр Значение параметра Примечания 1 2 3 4 1. Частота повторения импульсов, Гц 8000 2. Длительность импульса, мкс 12 3. Длительность переднего фронта импульса, мкс £0,1 4. Длительность заднего фронта импульса, мкс Напряжение на выходе модулятора, В
Отрицательное в паузе,
Положительное в импульсе
1800
0-100 ТЗ на ЛБВ 7. Емкость нагрузки Спар, пф £50 8. Ток нагрузки в импульсе, mA £2 9. Питание модулятора, В Уточняется при проектировании 10. Импульс запуска (ИЗМ) от синхронизатора, В ТТЛ
Проведеманализ требований к модулятору, представленных в таблице.
Пункты1, 2, 5, 6 являются директивными и обсуждению не подлежат.
Пункт3, 4. Длительность импульса модулятора может быть больше длительности СВЧимпульса, так как длительность фронтов огибающей СВЧ импульса всегда меньше,чем у модулирующего импульса в силу действия закона степени 3/1.
Пункт7. Определяется параметрами ЛБВ.
Пункт8. Определяется параметрами ЛБВ.
Пункт9. Определяется параметрами ЛБВ.
Всоответствии с техническими характеристиками ЛБВ амплитуда импульса должна бытьне менее 1500 В. Длительность фронта импульса tфи= 0.2 мкс. Емкость управляющий электрод – катод – Свх = 50 пФ. Определиммощность которую должен обеспечить модулятор (Рфи), чтобы зарядить входнуюемкость Свх на 1500 В, за время длительности фронта импульса.
Рфи= (СU)2/2tфи = 300 Вт. (2.2)
Видно, что несмотря на отсутствие тока управляющегоэлектрода, импульсный модулятор должен обеспечивать очень большую мощность дляформирования заданного значения длительности фронта импульса.
3. Разработка иобоснование структурной схемы проектируемого устройства
3.1 Структурная схема усилителя
Структурная схема усилителя мощности на ЛБВ приведена нарисунке 3.1. Усиливаемый входной сигнал поступает на вход твердотельногоусилителя мощности на ЛПД (ТУ). Коэффициент усиления ТУ 16 дБ. Выходнаямощность более 100 мВт. С выхода усилителя СВЧ сигнал поступает на управляемыйаттенюатор. Ослабление вносимое аттенюатором выбирается таким образом, чтобысквозной коэффициент усиления со входа усилителя на его выход не зависел от АЧХЛБВ. Для этого измеряется АЧХ ЛБВ и дешифратор программируется таким образом,что вносимое аттенюатором ослабление равно по величине и противоположно познаку изменению коэффициента усиления ЛБВ, выраженному в дБ. Применениеаттенюатора позволяет установить оптимальное значение мощности сигналы на входеЛБВ, имеющей неравномерную АЧХ. При отсутствии кода частоты возможно некотороеуменьшение мощности выходного сигнала и увеличение фазовых искажений на выходеЛБВ. При использовании усилителя в передающем устройстве РЛС частотапередатчика всегда известна и формирование кода частоты усиливаемого сигнала невызывает трудностей. С выхода УА сигнал поступает на ЛБВ. Питание ЛБВосуществляется от высоковольтных источников питания ИП1 и ИП2. ИП1 обеспечиваетпитание замедляющей системы ЛБВ и имеет напряжение 25 кВ, мощность ИП1 — 40 вт.ИП2 обеспечивает питание коллектора ЛБВ и имеет напряжение 10 –15 кВ, мощностьболее 300 вТ. Для уменьшения массы и габаритов ИП1 и ИП2 выполнены по схемевысокочастотного преобразователя и работают на частотах 30 – 40 кГц. Науправляющий электрод ЛБВ подается импульсный сигнал модулятора. Амплитудаимпульса более 1.5 кВ. Для уменьшения влияний пульсаций источников питания иулучшения параметров и электромагнитной совместимости усилителя мощности наЛБВ, частота высокочастотного преобразователя, должна быть кратна частотеповторения импульсов. Это может быть обеспечено путем синхронизации частот ИП1и ИП2 сигналом опорного кварцевого генератора РЛС. Это позволяет обеспечитькогерентность сигналов РЛС и высокочастотных преобразователей ИП1 и ИП2,частоты которых задаются сигналом с выхода делителя с переменным коэффициентомделения ДПКД1. При таком построении частота следования импульсов на выходепередатчика может задаваться сигналом с выхода ДПКД2. Выбирая требуемыезначения коэффициентов деления ДПКД1 и ДПКД2, можно обеспечить необходимоезначение частоты импульсов на выходе передатчика. При этом частотавысокочастотных преобразователей будет равна 32 – 40 кГц.
/>
Рисунок 3.1 — Структурная схема усилителя на ЛБВ
/>
Рисунок3.2 — а) Блок схема параллельного включения;
б)Блок схема последовательного включения.
Такое построение передатчика устраняет возможность появлениякомбинационных составляющих в спектре доплеровских частот принимаемого сигнала,образованных частотой повторения импульсов и частотой источника питания,позволяет снизить требования к коэффициенту пульсаций источника питания. Дляработы усилителя мощности при отсутствии сигнала ОКГ, через коммутатор (Ком) всхему подается сигнал собственного генератора ЗГ. Частота генератора ЗГ выбранаравной 10 МГц.
Основноеотличие разных реализаций современных бортовых источников питания ЛБВзаключается в способе включения коллекторного источника.
Нарисунке 3.2 представлены блок-схемы для двух таких способов.
С точки зрения обеспечения заданных напряжений на электродахЛБВ, обе схемы совершенно эквивалентны, и обе широко распространены вотечественной и мировой практике, однако имеются соображения кпредпочтительному выбору.
Схемана рисунке 3.2 б) более компактна, поскольку около 50-60% напряжения получаемкак бы “бесплатно” за счет суммирования коллекторного напряжения. В схеме на рисунке3.2 а) проще реализуются требования по пульсациям и защитные функции припереходных процессах.
Конкретныйвыбор обычно зависит от уровня мощности источника и, в некоторой степени, отличного опыта разработчика. Как и при выборе охлаждения и в проблемах свысотностью, здесь мы сталкиваемся с пограничным случаем. Обычно при мощностяхУМ ³500 Втвыбирают параллельный вариант.
Приотсутствии жестких требований к массе и габаритам источника питанияцелесообразно использовать раздельные источники питания цепи коллектора изамедляющей системы. При этом защита по току цепей коллектора и замедляющейсистемы может быть осуществлена в выходных каскадах высокочастотныхпреобразователей.
Дляувеличения времени наработки на отказ питание цепи накала должно осуществлятьсяпеременным напряжением 3 В, при частоте источника питания 50 или 400 Гц. Цепьнакала ЛБВ обладает индуктивностью. Для частот 50 – 400 Гц этой индуктивностьюможно пренебречь, сопротивление цепи накала считается чисто активным, значениеиндуктивности цепе накала ЛБВ неизвестно и может иметь большой разброс дляразличных экземпляров ЛБВ одного типа. При питании накала частотой 30 – 40 кГц,значение индуктивного сопротивления цепи накала увеличивается в сотни раз ипренебрегать его значением нельзя. Устранить влияния индуктивности можно путемпитания цепи накала от источника тока. Однако источники питания цепейколлектора и замедляющей системы (ИП1 и ИП2) – источники напряжения. Поэтомудля увеличения выходного сопротивления источника питания цепи накаланапряжением 3 В, на обмотке накала трансформатора ИП2 формируется напряжение 12В, а ток цепи питание задается резистором, значение которого равно
R= (12 – 3)/Iн, (3.1)
гдеI – ток накала ЛБВ ( А).
Схемацепи накала ЛБВ приведена на рисунке 3.3.
/> L
Rн
Рисунок 3.3 — Схема цепи накала
Для устранения самовозбуждения ЛБВ и улучшения стабильности АЧХи ФЧХ усилителя при неидеальной нагрузке, на выходе ЛБВ установлен ферритовыйвентиль.
3.2 Структурные схемы источника питания и выбор элементнойбазы
Источник питания цепи коллектора (ИП-1) по мощности относитсяк ИП средней мощности. С учетом анализа технических требований за основу дляпредварительного расчета выберем один из известных вариантов структурных схемдля ключевого источника питания средней мощности. В ИП (рис.3.4) входит входнойвыпрямитель, ключевой стабилизатор напряжения, мостовой преобразовательнапряжения, высоковольтный трансформаторно-выпрямительный модуль, цепь обратнойсвязи, по которой поступает информация о напряжении и токе в нагрузке, а такжеслужебный маломощный источник питания для питания стабилизированным напряжениемсхемы управления и защиты +15 В. Такая структурная схема не являетсяокончательной, в процессе отработки режимов работы всего устройства в целом онаможет претерпевать определенные изменения, но она позволяет провести предварительныерасчеты режимов по токам и напряжениям и выбрать необходимую элементную базудля высоковольтного источника питания в целом или сформировать необходимыетребования к отдельным компонентам ИП.
/>
Рисунок 3.4 — Структурная схема ИП-1
Входной выпрямитель.
Сетевойвыпрямитель выполняется на полупроводниковых диодах по мостовой однофазнойсхеме, преимуществами которой является удвоенная частота пульсаций и достаточно«мягкие» требования к диодам по импульсному току и напряжению по сравнению соднополупериодной однофазной схемой выпрямления. Выбор диодов производится порезультатам расчетов по допустимому обратному импульсному напряжению Uобрии прямому среднему Iо и импульсному току Iпр. и. Длясетевого напряжения 220В +-5% и мостовой схемы выпрямления амплитуду обратногонапряжения на диодах определим как:
Uобр.и=1,5 U0, ( 3.2)
гдеU0 — максимальное напряжение питающей сети, с учетом нестабильности
Uo=220+220*0,05=231В,(3.3)
Максимальныйсредний выпрямленный ток Io определим при наименьшем напряжениипитающей сети и максимальной нагрузке, из соотношения.
Iо=Рср/Uсети мин =300/210=1,43А; (3.4)
Прямой импульсный ток диода найдем по формуле:
Iпри=3,5Io =5А; (3.5)
Такимобразом без учета эксплуатационных и конструкторско технологических требованийдиоды выпрямителя, выполненного по мостовой схеме должны удовлетворятьследующим требованиям по напряжению и току:
Uобри>=350B,
Iпри>=5A,
Io>=1,43A.
Нижебудет показано, что для обеспечения заданной надежности и с учетомэксплуатационных требований диоды следует выбирать с некоторым запасом, как понапряжению, так и по току.
Исходяиз конструктивно-технологических соображений в большинстве случаевцелесообразнее использовать однофазный мост вместо дискретных диодов.Сглаживающий фильтр, включенный на выход выпрямителя, выполняет функциюсглаживания пульсаций переменного сетевого напряжения до величины приемлемойдля нормальной работы преобразователя напряжения. Для ИП малой и среднеймощности целесообразнее всего использовать простой емкостной фильтр, состоящийиз конденсаторов, удовлетворяющих требованиям по прямому постоянному иимпульсному напряжению, амплитуде пульсаций переменного тока питающей частоты ипульсаций тока частоты преобразования, которая составляет десятки килогерц, а сучетом высших гармоник -сотни кГц. Конденсаторы фильтра должны иметь низкиепотери на высокой частоте (количественная характеристика –tg/>), низкий импеданс Z(эквивалентное сопротивление на высоких частотах, которое учитывает активныепотери и реактивное сопротивление эквивалентной емкости и паразитнойиндуктивности, включенных последовательно). Эквивалентная емкость и паразитнаяиндуктивность образуют последовательный резонансный контур частотой fр,причем конденсатор эффективно может работать на частотах меньших fр.Эффективным способом увеличения резонансной частоты и уменьшения потерь навысоких частотах является параллельное подключение к электролитическомуконденсатору высокочастотных керамических или пленочных конденсаторы емкостью0,1…1мкф, имеющих значительно большую резонансную частоту. Для снижениявеличины активной составляющей эквивалентного сопротивления, и паразитнойиндуктивности вместо одного конденсатора номинальной емкости можно включитьнесколько параллельно включенных конденсаторов аналогичного типа с суммарной емкостью,равной номинальной. При этом эквивалентное активное сопротивление уменьшается всоответствующее число раз, а следовательно уменьшается амплитуда переменнойсоставляющей и потери на проводимости. Для ключевых источников питанияразработаны специальные электролитические конденсаторы с малыми потерями навысоких частотах, низким эквивалентным последовательным сопротивлением, сбольшими значениями амплитуд пульсаций переменного тока.
Расчет величины конденсатора фильтра проводится по заданномукоэффициенту пульсаций (кпо1)выпрямленного напряжения на частоте основной гармоники пульсаций выпрямленногонапряжения. Для двухполупериодного выпрямителя частота основной гармоникипульсаций равна удвоенной частоте питающей сети т.е.
fп= 2*fc=100Гц.(3.6 )
где fc- частота питающей сети
Величина кпо1определяется как:
/> , ( 3.7 )
где U01 амплитуда первой гармоники пульсациинапряжения
U0–среднее значение выпрямленного напряжения.
Величина коэффициента пульсаций не задана, а являетсяпромежуточной величиной, определяемой схемой управления (ШИМ-контроллером) исхемой выходного каскада преобразователя напряжения. Фактически это означает,что величина коэффициента пульсаций должны быть такой, чтобы обеспечитьнормальную работу преобразователя напряжения с выполнением требований подопустимой амплитуде пульсаций на выходе высоковольтного источника и суммарнойстабильности выходного напряжения от воздействия всех дестабилизирующихфакторов. Неоправданное уменьшение коэффициента пульсаций влечет за собойувеличение емкостей сглаживающего фильтра, а следовательно увеличениегабаритов, веса и стоимости устройства. Приближенно величину емкости фильтра незаданной частоте можно определить по инженерной формуле
C=/>. (3.8)
где Iн — ток в нагрузке (среднее значение);
f — частота пульсаций;
U01 — амплитуда основной гармоники выпрямленногонапряжения.
Типичные значения емкости конденсатора для мощностей200-1000ВА, составляет величину порядка 200мкф...1000мкф соответственно, припостоянном напряжении 350…450Вольт. Выбор типа конденсаторов для сглаживающегофильтра весьма широк, поэтому при выборе конденсаторов следует главным образомобращать внимание на такие параметры, как низкое эквивалентное сопротивление,малые потери на высоких частотах, допустимые амплитуды пульсаций тока наосновной частоте и на высоких частотах. Кроме этого также следует обратитьвнимание на условия эксплуатации, такие, как температура и давление окружающейсреды, так как электролитические конденсаторы весьма критичны к этимпараметрам.
Заметим, что величина емкости, необходимая для обеспеченияпрохождения высокочастотной составляющей тока преобразователя напряжения всегданамного меньше той, которая требуется для обеспечения необходимых пульсаций начастоте выпрямленного напряжения. Определяющее значение для высокочастотныхсоставляющих имеет правильный выбор типа конденсатора по минимуму потерь навысоких частотах. В случае применения электролитических конденсаторов рекомендуетсяпараллельно подключать высокочастотные керамические или пленочные конденсаторыемкостью 0,1…1мкф с низким значением tg/> ималой собственной индуктивностью. Максимальная амплитуда пульсаций переменноготока на частоте преобразования не должна превышать допустимого значения, чтобытемпература конденсатора в процессе эксплуатации при заданной температуреокружающей среды не превышала допустимого значения. При этом сумма постоянной ипеременной составляющей, приложенной к конденсатору не должна превышатьноминального значения напряжения, на который рассчитан конденсатор.
Мостовойпреобразователь напряжения
При выборе структуры будем руководствоваться следующимитребованиями:
-обеспечениемаксимально- достижимой надежности;
-обеспечениевысокого к.п.д.;
-возможностьвнешней синхронизации преобразователя;
-наличиевысоковольтного трансформатора
-возможностьпробоев высокого напряжения в нагрузке, не связанных с работой источникапитания и в связи с этим способность источника сохранять работоспособность иограничивать мощность при возникновении пробоев в нагрузке.
Преобразовательв целом состоит из схемы управления и выходного каскада.
Назначениевыходного каскада — обеспечение необходимой выходной мощности с высоким кпд ивысокой надежностью
Длятребуемой выходной мощности (300ВА), и с учетом вышеизложенных требований,наиболее подходящей схемой для выходного каскада преобразователя будет мостоваясхема (рис. 3.4), которая имеет ряд преимуществ:
-амплитудапеременного напряжения на выходе полного моста вдвое выше, чем у полумостовойсхемы, что благоприятно сказывается на конструкции высоковольтноготрансформатора (коэффициент трансформации уменьшается в два раза, что снижаетпаразитную индуктивность. частично паразитную емкость), и благоприятносказывается на большинстве параметров высоковольтной части ИП;
-мощностьпотерь как статических, так и динамических равномерно распределяется междучетырьмя транзисторами моста, что снижает требования к транзисторам порассеиваемой мощности по сравнению с полумостовой схемой, а при применениитаких же транзисторов повышается запас по загрузке элементов, а следовательноповышается надежность;
/>
Рисунок3.5 — Cтруктурная схема управления ИП на ШИМ-контроллереТ1494.
-мостоваясхема преобразователя позволяет простой заменой транзисторов без переделкисхемы управления увеличивать выходную мощность до нескольких киловатт, чтоделает схему преобразователя унифицированной и пригодной для многих применений;
-упрощаетсясхема фильтра сетевого источника питания, ввиду отсутствия необходимости иметьрасщепленный источник питания со средней заземленной точкой, необходимый дляпитания полумостовой схемы;
-приработе мостовой схемы с импульсами управления без паузы на нуле упрощаетсяфильтрация выпрямленного высокочастотного напряжения – отпадает необходимостьприменения фильтрующих дросселей и снижаются требования к выпрямительнымвысоковольтным диодам, так как выходное напряжение пропорционально только числувитков вторичной обмотки и не связано с колебаниями напряжения сети и тока нагрузки,т.е. с изменением скважности.Схема управления
Схемауправления предназначена для управления выходным каскадом преобразователя, длярегулировки и стабилизации выходного напряжения, формирования сигналов защитыот перегрузок по выходному напряжению и току нагрузки, мягкого запускапреобразователя, индикации и контроля работы ИП. В качестве схемы управления внастоящее время применяются специализированные интегральные микросхемы ИС, такназываемые ШИМ контроллеры, выполняющие указанные выше функции. Дляразрабатываемого ИП ШИМ контроллер должен удовлетворять следующим требованиям:осуществлять стандартную функцию преобразования аналог-ширина импульса, иметьвозможность осуществлять внешнюю синхронизацию, иметь двухтактный выход, иметьвходы для ввода сигналов обратной связи по напряжению и току, входы дляуправления режимами включения и выключения и другие цепи. Питание схемыуправления в мощных и надежных ИП желательно осуществлять от отдельногомаломощного стабилизированного источника питания, не связанного гальванически сцепями ВВИП (так называемое ”служебное питание”).
Фирмыразработчики предоставляют большой выбор ШИМ-контроллеров, задача разработчикавыбрать наиболее удовлетворяющий всем требованиям технического задания, с цельюнаименьшего привлечения дополнительных элементов для выполнения необходимых функций.
Наиболеесовременные ШИМ –контроллеры. Кроме функций регулирования напряжения выполняюттакже функции улучшения качества электропитания. Примером современногокомбинированного ШИМ-контроллера для применения в источниках питания различногоназначения является ИС TDA16888-новая разработка фирмы Infineon Technologics(Siemens) в области источников питания.
Интегральнаясхема (ИС) TDA16888 предназначена для новых поколений источников питания сактивной коррекцией коэффициента мощности (ККМ), режимом ожидания и широкимдиапазоном входного напряжения
TDA16888предназначена для управления двухступенчатой топологией источника питания,включающей ККМ и ШИМ преобразователи. Внутренние интеллектуальные управляющиеИС, синхронизируют работу ККМ и ШИМ преобразователей, обладают большим количествомвстроенных функций управления и контроля, что позволяет минимизировать внешниесоединения без значительного ограничения гибкости разработки. ККМ преобразуетвыпрямленное, несглаженное напряжение сети в регулируемое напряжениепромежуточной цепи. Потребляемый сетевой ток регулируется, так что его криваяприближается к форме приложенного сетевого напряжения. Всегда возможно питаниепостоянным напряжением. Второй ШИМ преобразователь обеспечивает передачунапряжения и потенциальную развязку цепей. Для преобразователя созданы хорошиепостоянные условия работы благодаря предварительному регулированию напряжения впромежуточной цепи. В режиме ожидания, ШИМ преобразователь не активен.Топология двухкаскадного преобразователя дает высокую гибкость в пределах предъявляемыхтребований, мощности и КПД, а также высокий уровень надежности и стойкости поотношению к колебаниям и скачкам питающего напряжения.
Этосовершенное исполнение комбинированного контроллера оптимизировано, чтобыобеспечить электромагнитную совместимость, уменьшить системные затраты,реализовать схемные решения для широкого диапазона применений. ИС разработанапо правилам FMEA (эффективного анализа повреждений), которые ставят условием,что простой сбой не должен приводить к неконтролируемым выходам из строя и гарантироватьриск от пожара.
Внастоящее время производители электронных компонентов предлагают разработчикамбольшой ассортимент активных и пассивных элементов. Проблема разработчикавыбрать компоненты, наиболее
Всю элементную базу для ВВИП можно разделить условно на двеоптимально удовлетворяющие требованиям на разрабатываемый прибор группы:
1) элементная база низковольтной части ИП, включая электронную частьвысокочастотного преобразователя;
2) элементная база высоковольтной части источника, включая
высоковольтныйтрансформатор преобразователя и высоковольтный выпрямитель.
Разделениена две группы по критерию напряжения (низкое, высокое) не случайно. При выбореэлементной базы для низковольтной части ИП для разработчика ВВИП предоставленширокий спектр комплектующих изделий и поэтому выбор конкретных компонентов,осуществляется, как правило, после выбора структурной схемы низковольтной частиИП. Вариант структурной схемы определяется техническими требованиями, такимикак выходная мощность, характер нагрузки, диапазон изменения входногонапряжения, требованиями стабильности и регулировки выходного напряжения и т.п.Выбор элементной базы для низковольтной части ИП как правило не представляетзначительных трудностей.
Длявысоковольтной части источника питания выбор элементной базы имеет своиособенности, и часто структура построения схемы высоковольтной части источникапитания зависит от наличия и возможности применения тех или иных высоковольтныхкомпонентов, а именно высоковольтных высокочастотных диодов, высоковольтныхвысокочастотных конденсаторов и других высоковольтных компонент (резисторы,транзисторы и т.п.). Наличие или отсутствие какого-либо высоковольтногоэлемента с необходимыми параметрами может повлечь за собой изменение схемывысоковольтной части ИП. От правильного выбора элементной базы зависитнадежность источника питания. Поэтому тщательный анализ и выбор элементной базыявляется наиболее ответственным этапом проектирования высоковольтного источникапитания.
3.3 Основные схемы построения импульсных модуляторов
Целесообразно рассмотреть различные варианты построениямодуляторов.
Впрактике разработки УМ применение находят два способа:
— формирование мощного импульса на потенциал земли, и затем передача его напотенциал катода с помощью импульсного трансформатора, обмотки которогоизолированы на полный потенциал катода;
- модулирующий импульс формируется на высоком потенциале двумя ключами,которые поочередно подключают сетку к источнику смещения или превышения (такназываемая схема “Тандем”), а запускающий импульс с помощью различныхразвязывающих устройств передается на высокий потенциал. В американскойтрактовке такую схему называют “плавающая платформа”, имея ввиду что сетка ЛБВи все с ней связанные
элементы“плавают” от потенциала смещенного до потенциала превышения.
Нарисунке 3.6 приведены структурные схемы.
3.6 а)- вариант с импульсным трансформатором.
3.6б) — вариант “плавающей платформы”.
/>
А)
Б)
Рисунок3.6 — Варианты импульсных модуляторов.
Ф- формирователь.
Тр- импульсный трансформатор.
Uсм — источник смещения.
Uпр — источник превышения.
РУ- развязывающее устройство.
К1- ключ U+.
К2- ключ U -.
ПМ- подмодулятор.
Модулятор на импульсном трансформаторе
Схема модулятора приведена на рисунке 3.7.
/>
Рисунок3.7 — Схема модулятора.
Импульсзапуска поступает на вход мощного полевого транзистора. В цепи стока включенповышающий импульсный трансформатор. Напряжение питания полевого транзистора300В. Во вторичной обмотке формируется импульс амплитудой 1500 В. Диод Dоткрывается и конденсатор Ср заряжается до напряжения 1700 В. При открытомдиоде на нагрузке напряжение 0.7 – 1 В. После окончания импульса диод закрываетсяи отрицательное напряжение емкости Ср перезаряжает входную емкость ЛБВ Свх довеличины 1700 В. За время между импульсами емкость Ср разряжается на 150 – 200В, Однако при напряжениях более 1500 В ЛБВ находится в закрытом состоянии. Припоступлении следующего импульса, конденсатор Свх разряжается, диод открываетсяи конденсатор Свх разряжается, фиксирует напряжение на уровне Uип. РезисторRогр ограничивает ток заряда конденсатора Сн и обеспечивает прохождение токачерез диод в течение всей длительности импульса. Макетирование схемы показало,что при использовании трансформатора на ферритовом сердечнике площадь которогосоставляла 2 квадратных сантиметра, возможно формирование импульсов соскважностью более 50. Уменьшение скважности приводит к увеличению постояннойсоставляющей тока через трансформатор и нарушению режима его работы. Дяобеспечения скважности 10 необходимо или устранить постоянную составляющуютока, или увеличить размеры трансформатора.
Модуляторна ключах
Ключивыполняются на лампах и транзисторах.
Вроссийских системах преимущественно используются ламповые ключи, тогда как взарубежных — почти исключительно транзисторные. Этому есть объяснение.
Взарубежных ЛБВ электрод, называемый сеткой, таковой и является, т.е.представляет собой ажурную мелкоструктурную конструкцию, создание которойтребует исключительно высоких технологий. Моделирующее напряжение в такойсистеме составляет 3,5-4,5 % от Uзс. Это позволяет использоватьтранзисторы умеренной высоковольтности. Некоторые российские фирмы сеточныетехнологии освоили, другие идут более простым и надежным путем: у них сеткапредставляет собой достаточно массивный управляющий электрод с напряжением7-7,5 % от Uзс, но зато не требующий принятия серьезных защитныхмер. Логическим продолжением такого подхода является применение разработчикамипередатчиков в качестве ключей электровакуумных ламп, также очень стойких кразличным нестационарным процессам в блоке. Надо отметить, что “квазисеточные”направления исповедуют разработчики, занятые созданием достаточно массовыхсистем (тысячи бортов), и многолетний опыт реальной эксплуатации не отмечаетпроблем с такими конструкциями.
Всистемах с высокой частотой повторения (сотни кГц) низковольтное управлениеможет оказаться предпочтительнее в силу квадратичной зависимости энергииперезаряда паразитных емкостей от модулирующего напряжения.
Вариантисполнения — по рисунку 3.6.б). В качестве ключей используются модуляторныелампы. Конкретный тип лампы определяется в результате расчета, нопредварительно это будет либо тип, упоминающегося в разделе 2 лучевого триода,либо генераторный триод с плоской электродной системой.
Развязывающееустройство выполняется по варианту “пичковый запуск”. Функциональная схемамодулятора приведена на рисунке 3.7. Работа схемы ясна из пояснений к рисунку,отметим лишь, что к “плавающей платформе” относятся: катод и сетка К1, анод К2,сетка ЛБВ, ТФ+, ИП+, вторичные обмотки Тр1, накальнаяцепь К1. К этим элементам предъявляются требования дополнительнойэлектропрочности и малой емкости относительно других элементов. Достоинствомламповых модуляторов является надежность ламп при возникновение переходныхпроцессов в высоковольтных цепях питания. К недостаткам следует отнести большиезначения паразитных емкостей источников питания, необходимость создания цепейнакала. Работа ламп при перезаряде емкостей с сеточными токами затрудняетиспользование импульсных трансформаторов для формирования управляющих импульсовбольшой длительности, и требует применения усилителей на входе лампы.
1. В качестве ключей используются полевые транзисторы.
В настоящее время допустимые напряжения сток – исток полевыхтранзисторов составляют 600 — 700 В. Поэтому в модуляторе необходимопоследовательное включение не менее трех транзисторов. Отсутствие токов затвораупрощает формирование управляющего напряжения импульсным трансформатором. Схематребует надежной защиты транзисторов при возникновении переходных процессов ввысоковольтных цепях источника питания.
Применение волоконно-оптической линии припостроении модулятора.
Волоконно-оптические линии связи находят своеприменение в различных областях науки и техники, так как обладают рядомдостоинств; широкополосностью, малыми габаритами и весом, помехоустойчивостью,не подвержены электромагнитным влияниям. обладают возможностью электрическогоразделения передающего и приемного оборудования. Оптическая линия предназначенадля управления высоковольтными ключами и осуществляет оптическую развязку схемыуправления и импульсных ключей, предназначенных для формирования короткихвысоковольтных импульсов. Структурная схема оптической линии (рис.3.8) состоитиз передающего оптического модуля (ПОМ), оптического разветвителя (ОР) и 4-хприемных оптических модулей (ПрОМ)./> />
Рисунок 3.8 — Структурная схема оптическойлинии.
Сигнал управления подается на передающийоптический модуль, где происходит преобразование электрического сигнала в оптический.
/>
Рисунок 3.9 — Принципиальная схема передающегомодуля
Принципиальная схема передающего модуля приведенана рисунке 3.9. Модуль выполнен на основе светодиода фирмы Неw1еtt Расkard(HFBR-1412T), который обеспечивает передачу в линию среднююмощность-13дБм.Сигнал с уровнем ТТЛ подается на микросхему типа 1554ЛИТ ( илидругую подобного типа), и затем с выход элементов D1.2...D1.4, черезограничивающие резисторы и корректирующую цепочку под R4C1 подается насветодиод который преобразует электротехнический сигнал в оптический.
Оптическийсигнал подается в оптическом разветвителе, который представляет собой четыреоконцованных разъемами типа FC волоконных оптических световода с диаметромсердцевины 50 мкм, объединенных в однм соединении типа FC. Таким образом отсветовода, который имеет соеденитель типа FC, оптический сигнал вводится вчетыре волоконных световода и подается на фотодетекторы оптических приемныхмодулей (ПрОМ).
Приемныеоптические модули выполнены по однотипной схеме приведенной на рисунке 3.10./> />
Рисунок 3.10 — Приемный оптический модуль.
В качестве фотодетектора использован p-i-nфотодиод.
Преобразованный p-i-n фотодиодом оптическиймодуль усиливается двумя однотипными усилительными каскадами, выполненными наоснове операционных усилителей с токовой обратной связью типа АД8005 и низкимпотреблением .
Во второй каскад введена нелинейная обратнаясвязь, которая выполняет функции АРУ при больших входных сигналах и выполненана диодах с барьером Шотки КД922А.
Далее сигнал формируется ключевым каскадом натранзисторе КТ371 и инвертором микросхемы 15543ЛА3.
Оптическая шина имеет следующие параметры:
Длительность входного и выходного импульса — 100...30000 нс;
Фронт нарастания и спада входного импульса неболее 10нс;
Время задержки выключения не более -20 нс;
Входные и выходные уровни соответствуют уровнямТТЛ;
Ток потребляемый приемной стороной — 470мкА;
Допустимая разность потенциала междупередатчиком и приемником линии не менее-50кВ.
4. Расчет электрический основных узловисточника питания
4.1 Расчет низковольтноготрансформатора
Конструктивные параметры трансформаторов выбираются изусловия обеспечения допустимого падения напряжения на обмотках и допустимогоперегрева обмоток.
Вдиапазоне частот от 50 Гц до 10 кГц используются стали, свыше 10 кГц – фериты, от 5 кГц до сотен килогерц – сплавы.
Трансформаторсодержит две первичные полуобмотки, на которые подается напряжение U1, две выходные обмотки, с которых снимаются напряжения U2 и U3.
Частотапринята равной 50 кГц.
НапряжениеU1 на первичных полуобмотках определяется входнымнапряжением источника электропитания и равно 132 В
Напряженияна второй и третьей обмотках заданы с учетом падения напряжения на диодахвыходных выпрямителей :U2 = 4В; U3= 100В.
Токивторой и третьей обмоток заданы: I2 = 1.5A;I3 = 0.5 А.
Диапазонтемператур от –50 до +65 С.
Последовательностьрасчета1.Выходная мощность трансформатора
Р2= U2 / I2 + U3 / I3 = 4 • 1.5 + 100 • 0,5 = 56 В • А. (1)
2.Принимаем КПД трансформатора на базе статистическихданных /> = 0,99. Тогда входнаямощность трансформатора
Р1 = Р2 / />= 56 /0,99 = 56.56 В*А. (2)
3. Входной ток трансформатора
I1 = Р1 / U1 =56.56 / 132 = 0.42 А. (3)
Округляем значение входного тока: I1 = 0.5 А.
4. По значениям входной мощности P1 = 56.56 В • А и частотыf = 50 кГц выбираем из таблицы 4.2 типоразмер магнитопровода Ш12х15 маркиМ2000НМ1-14. Образец записи в технической документации: «Сердечник замкнутыйМ2000НМ1-14 ШГ2 х 15 ОЖО.707.140 ТУ».
Площадь поперечного сечения выбранного магнитопровода
Q = (12 х 15) мм = 1,8 см (4)
6. Площадь поперечного сечения провода обмотки определяетсядопустимой плотностью тока />:
q = I / /> (5)
Для выбранного магнитопровода из таблицы 4.1 определяемдопустимую плотность
/>
6.1. Для первых полуобмоток принимаем /> = 2 А/мм. Тогда сечениепровода первой обмотки
q1 = I1 / />1 = 0.5/ 2= 0.25 мм. (6)
В качестве обмоточного выбираем провод марки ПЭТВ-2(таблица 4.1). Для увеличения коэффициента заполнения окна магнитопровода иснижения потерь мощности берем два провода с диаметрами по меди (d = 0,8 мм (сечение 0,5 мм) и по изоляции с d = 0,88мм.
6.2. Для второй обмотки принимаем />2 = 2,4 А/мм. Тогда сечениепровода второй обмотки
q2 = 1.5 / 2,4 = 25 мм. (7)
Таблица4.2 -Параметры провода ПЭТВ-2
Диаметр провода по
Меди, мм Номинальное сечение провода, мм^ Диаметр провода по изоляции, мм 0.1 0,00785 0,128 0,112 0,00985 0,14 0,125 0,01227 0,154 0,14 0,01539 0.17 0,16 0,02011 0,198 0,18 0,02545 0,22 0,2 0,03142 0,24 0,224 0,03939 0.264 0,25 0,04909 0,3 0,28 0,06154 0,33 0,315 0,07789 0,364 0,355 0,09893 0,414 0,4 0,1256 0,46 0,45 0,15896 0,51 0,5 0,19625 0,56 0,56 0,24618 0,63 0,63 0,31157 0,7 0,71 0,39572 0,79 0,75 0,44156 0,83 0,8 0,50265 0,88 0,85 0,56716 0,937 0,9 0,63617 0,99 0,95 0,70846 1,04 1,0 0,7854 1,09 1,06 0,88203 1,15 1,12 0,9852 1,21 1,18 1,09303 1,27 1,25 1,2272 1,35 1,32 1,36778 1,42 1,4 1,5394 1,5 1,5 1,7671 1,6 1,6 2,0096 1,71 1,7 2,26865 1,81 1,8 2,5434 1,91 1,9 2,83365 2,01 2,0 3,14 2,12 2,12 3,5281 2,24 2,24 3,93882 2,36 2,36 4,37214 2,48 2,5 4,90625 2,63
Длявторой обмотки выбираем ленту медную ГОСТ 1173-77 с поперечными размерами 25 х1 мм.
6.3. Для третьей обмотки принимаем /> = 2,55 А/мм. Тогда сечениепровода третьей обмотки
q3 = 0,5 / 2,55 = 0,196 мм2. (8)
Этому сечению соответствует провод с диаметром помеди dм3 = 0,5 мм и диаметром по изоляции dиз3 = 0,56 мм.
7. Число витков первой полуобмотки
n1 = U1 * 10/>/ 4 * Kф * f *B * Q (9)
где Kф — коэффициент формы трансформируемогонапряжения (для синусоиды Kф = 1,11, для меандра Kф — 1).
Согласно табл. 4.2 индукция в выбранноммагнитопроводе при частоте 50000 Гц не должна превышать 0,16 Тл. Принимаемзначение индукции меньше допустимого приблизительно на 30 %: В — 0,115 Тл.
Тогда число витков
n1 = 132 * 100000 / 4 * 1 * 50000 * 0,115 * 1,8 = 31.99
Для удобства расположения выводов первичнойполуобмотки принимаем
n1 = 32,5 витка.
8. Значение напряжения, приходящегося на одинвиток первичной полуобмотки,
e1 = U1 / n1 = 132 / 32.5 = 4.06 B/виток (10)
9. Число витков второй обмотки
n2 = U2 * м2 / e1 (11)
где м2 — коэффициент, учитывающий падениенапряжения на второй обмотке.
Согласно табл. 4.2 для выбранного магнитопроводападение напряжения
/>U U2 = 0,5 %. Для этого значения коэффициент м2 = 1,005. Тогда число витков
n2 = 4 * 1.005 / 4.06 = 0,98 витка.
Округляем полученное значение: n2 = 1 виток.
10. Число витков третьей обмотки
n3 = U3 * m3 / e1 (12)
Для третьей обмотки принимаем />U3 = 0,4 % и m3 = 1,004.Тогда число витков
n3 = 100 /1.004 = 24.7 витка.
Округляем число витков: n3 = 25 витка.
11. Число витков, размещаемых в одном ряду. Обмоткиразмещаются на изолирующем каркасе.
11.1. В первичной полуобмотке
b1 = Lн * Ку1 / dиз1 (13)
где Lн — размер из рис. 3.22;
Ку1 — коэффициент укладки провода первой обмотки.
ПринимаемKу1 = 0.95
Для выбранного магнитопровода Lн = 27 мм. Тогда
b1 = 27 * 0.95 / 0.88 = 29,148 витка.
Число витков округляем в меньшую сторону: b1 = 29 витков.
11.2. Во второй обмотке согласно п. 9 имеем
b2 — 1 виток. (14)
11.3. В третьей обмотке
b3 = Lн * Ку3 / d из3 (15)
где Ку3 — коэффициент укладки провода третьей обмотки.
Принимаем Ку3 = 0,93. Тогда число витков в одном рядутретьей обмотки
b3 = 27 * 0.93 / 0.56 = 44.84
Принимаем b3 = 44 (округляем в сторону меньших значений).
12.Число слоев в обмотках
12.1. В первой обмотке число слоев
N1 = (n1 * Кпр / b1) * v, (16)
где v = 2 — число полуобмоток.
Коэффициент Kпр учитывает количество параллельных проводов,используемых при изготовлении обмотки.
Согласно п. 6.1 имеем Кпр = 2. Тогда
N1 = (32.5 * 4/ 29) * 2 = 4.48
Число слоев округляем в сторону больших значений: N1= 5.
12.2. Во второй обмотке согласно п. 9 число слоев N2 = 1.
12.3. В третьей обмотке число слоев
N3 = n3 / b3 = 25 /44 = 0.57 (17)
Третью обмотку размещаем в незаполненном слое первойобмотки с промежутком 5 мм от крайнего витка первой обмотки.
Размеры обмоток по высоте намотки
Высота i- и обмотки; i = 1; 2; 3.
h i = [N i * d из + (Ni- 1) * /> i] * Крi, (18)
где Кр — коэффициент разбухания обмотки;
/>— толщина межслоевой изоляции (табл. 3.7); г = 1; 2; 3.
13. 1. У первой обмотки
h 1 = [N 1 * d из1 + (N1- 1) * /> 1] * Кр1, (19)
/>= 0,12 мм — толщина слоя изолирующей бумаги марки К-120.Принимаем коэффициент разбухания Кр1 = 1,15. Таким образом,
h1= [5 • 0,88 + (5 — 1) • 0,12] • 1,15 = 5,612 мм.
У второй обмотки
h2 = [N 2 * d из2 + (N2- 1) * /> 2 ] * Кр2, (20)
Принимаем коэффициент разбухания Кp2 =1,2 мм. Такимобразом,
h2 = [1. 1 + ( 1 — 1). 0,12] • 1,2 = 1,2 мм.
13.3. У третьей обмотки
h 3 = [N 3 * d из3 + (N3- 1) * /> 3] * Кр3, (21)
/>3 = 0,12 мм.
Принимаем коэффициент разбухания Кр3 = 1,1. Таким образом,
h3 = [1 -0,56 + (1 — 1)-0,12] * 1,1 = 0,616 мм.
Изолирующие зазоры в конструкции катушки Воздушный
зазор между магнитопроводом и каркасом составляет обычно0,4… .0,5 мм. Выбираем зазор равным 0,4 мм. Толщина каркаса определяетсяразмерами магнитопровода и значением испытательного напряжения. Для приведенныхвыше условий она принята hк = 0,8 мм.
Межслоевая и межобмоточная изоляция выбирается всоответствии с рекомендациями, помещенными в таблице 4.3.
Между каркасом и первой обмоткой помещены два слояизоляционной бумаги марки К-120 (толщина двух слоев 0,12 ммх2=0,24 мм) и одинслой пленки марки ПЭТ-Э толщиной 0,012 мм. Так же выполнены изоляция междупервой и второй обмотками и внешняя изоляция. Кроме того, дополнительно снаружипомещается слой ленты из бумаги К-120 (толщина слоя 0,12 мм).
Таким образом, суммарная толщина изоляции hк-1 междукаркасом и первой обмоткой равна 0,252 мм. Такая же толщина изоляции h1-2 =0,252 мм между первой и второй обмотками. Толщина внешней изоляции
hвн = 0,252 + 0,12 = 0,372 мм. (22)
15. Толщина катушки, включающая в себя обмотки, каркас иэлектроизоляционные зазоры,
h = 0,4 + 0,8 + 0,24 + 0,012 + 5,612 + 0,24 + 0,012 +1,2++0,24 +
0,012+0,12 = 8,888 мм. (23)
Таблица 4.3- Рекомендации по выбору межслоевой имежобмоточной изоляци и расчетных коэффициентов
Иаметр провода по изоляции с dиз,
Мм Коэффициент укладки провода Kу
Коэффициент разбухания
Kp Наименование межслоевой изоляции
Толщина межслоевой изоляции
Мм
ГОСТ на
Бумагу 0,07. ..0.20 0.83 1,1 Бумага конденсаторная марки КОН-2 0,022
ГОСТ
1908-88 0,21. ..0.28 0,86 1.1 0,022 0,30… 0,38 0.92 1,1 Бумага электроизоляционная намоточная марки ЭН-50 0,050
ГОСТ
1931-80 0,41… .0,64 0,93 1,1 0,050 0.66… 0.99 0,95 1,15 Бумага кабельная марки К-120 0,120 ГОСТ 23436-83 Более 0,99 0,87 1,15 0.120
Полученное значение h меньше минимального размера окнамаг-литопровода hо = 9 мм, что обеспечивает размещение катушки в окне.
16. Длины средних витков обмоток
16.1. Длина среднего витка первой обмотки
Lср1 = 2а + 2с+ 2п(гк + h k-1 + h1/2) = 2 • 12,8 + 2 • 16 + 2п(1,2+ +0,252 + 5,612/2)= 84,353 мм. (24)
16.2. Длина среднего витка второй обмотки
Lср2 = 2а + 2с+ 2п(гк + h k-1 + h1 + h1-2 + h2/2) = 2 • 12,8 + 2 • 16 + 2п(1,2 + 0,252 + 5,612 +0,252 + 1,2 / 2) = 107,336 мм. (25)
Длина среднего витка третьей обмотки
Lср3 = Lср1 =84,353 мм (26)
17. Сопротивление обмоток постоянному току при температуреокружающей среды tос = +20°С.
Сопротивление первой обмотки
R1 = />* Lср1 * 2 * n1 / q1 (27)
где/> — удельное электрическоесопротивление медного провода, равное 0,0175 Ом • мм2/м;
q1— сечение провода первой обмотки из п. 6.1 (два провода по 0,5 мм2);
R1 = 0.0175 * 84.353 * 0.001* 2 * 32.5 / 1= 0.096Ом
17.2. Сопротивление второй обмотки
R2 = /> * Lср2 * n2 / q2 = 0,0175 *107,336 * 0.001 * 1 / 25
=0.000075 Ом (28)
17.3. Сопротивление третьей обмотки
R3 = /> * Lср3 * n3 / q3 = 0,0175 *84.353 * 0.001 * 2.5 / 0.196 =0.0187 Ом (29)
18. Сопротивление обмоток переменному току
R_i = K_i * Ri (30)
где K_i — коэффициент увеличенияактивного сопротивления от частоты f, определяемый по i — 1; 2; 3.
18.1. Сопротивление первой обмотки
R_1 = К_1 *R1 = 1,18 • 0,096 = 0,113 Ом, (31)
где К_ определен для d = 0,8 мм при частоте f =50 кГц.
18 2 Сопротивление второй обмотки
R_2 = К_2 * R2 = 1,18-7,5 * 10-5 = 8,85 * 10-5 Ом, (32)
где К_определен для d = 1,0 мм. при частоте f= 50 кГц.
18.3. Сопротивление третьей обмотки
R_3 = К_3 * R3 = 1,05-0,0183 = 0,0192 Ом. (33)
Масса меди обмоток
Масса первой обмотки
M1 = Lср1 * n1* q1 * y (34)
где y — удельная масса медного провода, равная 8,9 г/см;
М1 = 84,353 * 0.1(2 * 32,5) — 1 – 0.01 — 8,9 = 0,0488 кг.
19.2. Масса второй обмотки
M2 = Lср2 * n2* q2 * y = 107,336 * 0.1 * 1 * 25 * 0.01 * 8,9=
= 0,0239 кг. (35)
19.3. Масса третьей обмотки
M3 = Lср3 * n3* q3 * y = 84,353 * 0.1 * 2,5 * 0,196 * 0.01 * 8,9 = =0,00037 кг.(36)
Суммарнаямасса меди обмоток
М = М1 + М2 + М3 = 0,0488 + 0,0239 + 0,00037 = 0,073 кг.(37)
20.Потери в меди обмоток
Рм= К * I * R_i(38)
где К — температурный коэффициент сопротивления,учитывающий температуру перегрева обмотки относительно температуры окружающейсреды
t ос = 20° С;i = 1; 2; 3;
Кz = 1 + Y * Z (39)
Для меди коэффициен Y = 0,004 1/°С. Задаемся допустимым значениемнагрева обмоток Zдоп = 90°С. Тогдаперегрев относительно температуры окружаюіцей среды +20°С составит
Z = 90- 20 = 70° С (40)
и температурный коэффициент
Кz =1+0,004*70= 1,28;
Рм1 = Кz * І1 * R_1 = 1,28 • 22 • 0,113 = 0,578 Вт: (41)
Рм2 = Кz * І2 * R_2 = 1,28 • 1.5• 8,85 • 10-5 = 0,408 Вт: (42)
Рм3 = Кz * І3 * R_3 = 1,28*0,5 *0,0192=0,006 Вт. (43)
Суммарные потери в медм обмоток
Рм = Рм1 + Рм2 + Рм3 =0,578 + 0,408 + 0,006 = 0,992 Вт. (44)
21. Потери в феррите магнитопровода .
Рф = Руд * Gф, (45)
где Руд — удельные потерм в магнмтопроводе, определяемые по фор-муле
Руд = Ро ( t / f ‘) * ( Bm / Bm’) (46)
где f ‘= 1 кГц — базовое значение частоты;
В’ = 1 Тл — базовое значение индукции;
Ро, — коэффициенты, полученные из экспериментальных данных;
Gф —масса магнитопровода, равная суммарной массе двух Ш-образных деталей:
Gф = 0,046 кг * 2/>= 0,092 кг.
Из табл. 4.2 находим для феррита маркм М2000НМ1 Ро = 68 Вт/кг;
Значение рабочей частоты f = 50 кГцберем из исходных данных, значение индукции Вm = 0,115 Тл — согласно п. 7.Таким образом,
Руд = 68(50/1)/> (0.115/1)/> = 17,427 Вт/кг;
Рф = 17,427 • 0,092 = 1,603 Вт.
22. Потери в трансформаторе
Ртр = Ры + Рф = 0,992 + 1 ,603 =2,595 Вт. (47)
23. Проверяем значение КПД наосновании полученных' расчетных значений мощностей:
/> = Р2 / (Р2 + Ртр) = 245/(245 + 2,595) = 0,9895. (48)
Таким образом, значение КПД принятов п. 2 с достаточно хорошим приближением и изменения его не требуется.
24. Уточняем значение входного токатрансформатора. Активная составляющая тока холостого хода
Iхха = Рф / U1 = 1,603 / 132 = 0.0121 А. (49)