Содержание
Введение
1. Теоретические основы построения модуляторови демодуляторов
2. Микроэлектронные формирователи и преобразователи измерительных
сигналов
2.1. Формированиесинусоидальных высокочастотных сигналов с
повышеннойстабильностью амплитуды и линейностью характеристики
управления по частоте
2.2. Теоретические основы управляемых автогенераторов
3. Прецизионный амплитудный модулятор
4. Линейныйчастотный модулятор
5. Цифровойчастотно-фазовый демодулятор
Заключение
Списокиспользованной литературы
Введение
В основе проектирования(интегрализации) радиоприемных устройств (РПУ) на ИС лежат общие принципыпроектирования микроэлектронной аппаратуры, которые приобретают некоторыеособенности, связанные со спецификой приемной аппаратуры.
Отличительными чертамиРПУ являются:
аналоговый характерсигнала, его большой динамический диапазон (доли микровольт – единицы вольт);
широкий частотныйдиапазон (от постоянного тока – на выходе детектора, до сотен мегагерц илидесятков гигагерц – на выходе);
большое числонерегулярных соединений;
функциональноеразнообразие узлов (блоков) при их относительно небольшом общем числе.
К функциональным блокам(каскадам) предъявляются разнообразные требования, часто зависящие от типасигналов. В некоторых узлах должна быть обеспечена прецизионность изготовления.Часто оказывается необходимым изменять параметры элементов в процессерегулировки аппаратуры, что нежелательно при микроэлектронном исполнении.
На цифровых ИС можнореализовать практически любой алгоритм обработки сигнала, осуществляемый вприемно-усилительных устройствах, включая элементы оптимального радиоприема.
Преимущества цифровойобработки: неограниченно долго можно хранить информацию, отсутствие ошибок,параметрических уходов при функционировании, легкая возможность адаптации(изменение параметров устройств под влиянием принимаемого сигнала или покоманде), высокая технологичность в производстве, большие перспективыдальнейшей микроминиатюризации.
1. Теоретические основы построениямодуляторов и демодуляторов
Аналоговый перемножительсигнала (ПС) является универсальным базовым блоком, выполняющим рядматематических функций: умножение, деление, возведение в квадрат. В рядеслучаев функциональные возможности ПС реализуются совместно с ОУ.
ПС может применяться вкачестве модулятора. Рассмотрим основные принципы построения модуляторов идемодуляторов.
Балансный модуляторможет иметь высокую линейность лишь по одному (модуляционному) входу. Второйвход (вход несущей) может запитываться переменным напряжением с постояннойамплитудой, причем уровень несущей может быть достаточно большим и вырождатьсяв функцию коммутации SН(t) (рис. 1, а).
Физически Это означает,что активные элементы модулятора при высоком уровне входного сигналапревращаются в синхронные ключи, при этом модулирующий сигнал UM(t) (рис. 1, б) эффективно коммутируется с частотой несущей SН(t),образуя выходной сигнал в виде (рис. 1, в)/> />
/>, (1)
где К – коэффициентпропорциональности.
Рис. 1. Диаграммы, поясняющиеработу БМ при воздействии функции коммутации
Таким образом, при использованииБМ в режиме сильных сигналов один из сигналов (несущая) представляет собойсимметричную прямоугольную волну единичной амплитуды SН(t) (рис. 1, а)первая гармоника которой /> является полезной, а другие – нежелательны.
Используя разложениеФурье, несущую SН(t) можно представить в виде суммы членов бесконечногогармонического ряда с частотами кратными />
/>,
где коэффициенты Фурье вычисляются поформуле
/>.
Для подавлениягармонических составляющих ФНЧ с частотой среза немного выше /> (рис. 2). В этом случаедля первой гармоники выходного напряжения (1) можно записать
/>, (2)
где К – коэффициент,учитывающий произведение масштабных коэффициентов передачи ПС и ФНЧ на частотепервой гармонической; UН – напряжение колебания ограниченнойнесущей.
/>
Рис. 2. Схема БМ
Если на модулирующий входподать сигнал с постоянной составляющей
/>, (3)
где U0– напряжение постоянной составляющей; UM и /> -амплитуда и частота модулирующего напряжения; m=UM/U0, то на выходе ФНЧ БМ в соответствием с выражением (2)будет получен АМ сигнал
/>, (4)
где /> - уровень несущей АМсигнала.
При использовании БМ врежиме фазового детектирования (рис. 3) на входы ПС подают напряжения одной итой же частоты, но со сдвигом фаз на угол />.Пусть один из сигналов будет />, авторой />, тогда на выходе БМполучим
/>. (5)
/>
Рис. 3. Фазовыйдемодулятор
Если с помощью ФНЧотфильтровать составляющую с удвоенной частотой, то на выходе ФД получимпостоянное напряжение, пропорциональное косинусу угла />
/>. (6)
В случае необходимости с помощью полосового фильтра,как следует из выражения (5), можно получить удвоение частоты.
Возможность определения спомощью БМ фазового сдвига между напряжениями может быть использована дляпостроения частотных демодуляторов ЧМ сигнала. Структурная схема частотногодемодулятора (рис.4) включает широкополосный ограничитель 1, устраняющийвозможное изменение амплитуды ЧМ сигнала и формирующий высокий уровень сигналакоммутации S1(t),полосовой фазосдвигающий фильтр 2, настроенный на частоту несущей (среднюючастоту) ЧМ сигнала, а также БМ 3 и ФНЧ 4.
/>
Рис.4. Частотный демодулятор
Полосовой фильтр (рис. 5)формирует второй сигнал S2(t), управляющий БМ. При высокой добротности фильтра фазовыйсдвиг />, вызываемый девиациейчастоты /> вблизи несущей />, может быть записан вследующем виде
/>, C1 где />.
/>
Рис.5. Фазосдвигающий фильтр
Отфильтрованный ФНЧ сигналоказывается пропорциональным девиации частоты входного сигнала
/>,
где К – коэффициент преобразованиячастотного демодулятора; UЧМ – входное напряжение ЧМ сигнала.
Реализация ПС в видеамплитудного модулятора на основе операционных усилителей и изменениипроводимости полевого транзистора показана на рис.6. Здесь в качествеуправляемого параметра используется проводимость канала ПТ, характеристикакоторой в режиме управляемого сопротивления аппроксимируется выражением/> />
/>. (7)
Рис. 6. Амплитудныймодулятор на основе ПТ и ОУ
Пусть на один вход (вцепь стока ПТ) подается относительно высокочастотный (несущий) сигнал UC1(t), ана второй вход (в цепь затвора ПТ) посредством инвертирующего сумматора на ОУ2с единичным коэффициентом передачи – низкочастотный (модулирующий) UC2(t) ипостоянная составляющая напряжения U0
/>; (8)
/>; (9)
/>, (10)
где Um1, Um2и />, /> - амплитуды и частоты соответственнонесущего и модулирующего сигналов.
Принимая во внимание(7)…(10) и учитывая, что между затвором и истоком ПТ действует напряжение />, для выходного напряженияамплитудного модулятора в соответствии с формулой /> можнозаписать
/> (11)
или
/> (12)
/>,
где Um0 и m – амплитуда несущей и глубина модуляции получаемого АМколебания;
/>, (13)
/>. (14)
Для исследованияспектрального состава АМ колебаний формулу (12) целесообразно заменитьвыражением (4), содержащим всего лищь три составляющих. Реально спектр (рис. 7)АМ сигнала модулятора помимо трех основных частот (4) содержит ряд другихсоставляющих, отстоящих от несущей на величину, кратную частоте /> модулирующего сигнала, чтосвязано в основном с нелинейностью характеристики (7) ПТ.
/>
Рис. 7. Спектрвыходного сигнала амплитудного модулятора
2. Микроэлектронныеформирователи и преобразователи
измерительныхсигналов
2.1 Формирование синусоидальныхвысокочастотных сигналов с
повышенной стабильностью амплитуды и линейностьюхарактеристики управления по частоте
Наиболее распространеннымметодом формирования синусоидальных сигналов на повышенных частотах являетсяметод, основанный на компенсации активных потерь в резонансном LC-контуре отрицательнымсопротивлением, реализуемым с помощью, например, линейных усилителей с ПОС,КОС, электронных приборов с падающей вольтамперной характеристикой и т.д. Наотносительно низких частотах предпочтение отдается RC-генераторам, например, на основе моста Вина, так как на этихчастотах для LC-генераторов требуются большиеноминалы индуктивностей и емкостей, что для МЭУ нежелательно.
Получаемые таким или другим способом колебания оказываютсянедостаточно стабильными по амплитуде и по частоте, в особенности при их управлении.При этом характеристики управления, как правило, являются нелинейными, чтоопределяет целесообразность их линеаризации и стабилизации.
Основополагающим методом решения данной проблемы являетсяразработанный нами метод линеаризации и термостабилизации характеристик нелинейныхэлементов [4,7], изложенный в работах [1,2].
Применительно куправлению формируемых колебаний данный метод отличается лишь реализациейобразцового преобразователя “параметр — напряжение”, который в данном случае должен бытьпреобразователем частоты в напряжение (ПЧН) при линеаризации характеристикиуправления по частоте и широкополосным амплитудным демодулятором (АД)(выпрямителем) при стабилизации амплитуды колебаний./> />
В соответствии с изложенным структурная схемауправляемого автогенератора (рис.8) содержит собственно автогенератор 1,подсистему стабилизации амплитуды, включающую широкополосный АД 2, ИОН 3,сумматор 4 и сравнивающее устройство 5, а также подсистему линеаризациихарактеристики управления по частоте, включающую ПЧН 6, источник 7 управляющегонапряжения, сумматор 8 и сравнивающее устройство 9. При необходимости управляемыйавтогенератор может быть дополнен генератором 10 модулирующего сигнала, спомощью которого посредством переключателя 11 может быть осуществленаамплитудная модуляция (АМ) (нижнее положение) или частотная модуляция (ЧМ)(верхнее положение) формируемого сигнала.
Рис. 8. Структурнаясхема управляемого по частоте и амплитуде
автогенератора
Принцип действияподсистем регулирования основан на сравнении преобразуемых сигналов,пропорциональных амплитуде и частоте, с опорными напряжениями /> и /> источников 3 и 7 соответственно собразованием разностных сигналов, которые после усиления в сравнивающихустройствах 5 и 9 изменяют состояние автогенератора 1 так, что его амплитуда ичастота остаются неизменными. При изменении управляющего напряжения /> в контуре регулирования частоты иопорного напряжения /> в контуререгулирования амплитуды соответствующим образом подстраиваются амплитуда ичастота колебаний автогенератора. Одновременно возможно получение ЧМ и АМ колебаний,если к установленным напряжениям /> и /> добавить с помощью переключателя 11и сумматоров 4 и 8 соответствующий уровень модулирующего напряжения /> от генератора 10.
В связи с тем чтоамплитуда регулирующих сигналов МЭУ, как правило, не превышает />10 В, в качествесравнивающих устройств 5 и 9 подходят стандартные ОУ без обратной связи или сООС определенного вида для улучшения динамических свойств регулирования свозможно большим коэффициентом передачи /> напостоянном токе, так как ошибка в стабилизации соответствующих параметров темниже, чем выше этот коэффициент [2].
2.2.Теоретические основы управляемых автогенераторов
Эквивалентная схема замещенияавтогенератора (рис. 9) включает колебательный контур, представленный в видедвух противоположных по знаку реактивных сопротивлений /> с волновым сопротивлением
/>, (15)
эквивалентную активнуюсоставляющую проводимости
/>, (16)
широкополосный усилитель скомплексным коэффициентом передачи /> иуправляемую полную проводимость />. Приэтом реактивные составляющие входного сопротивления усилителя и монтажа схемыскомпенсированы на рабочей (резонансной) частоте /> соответствующими реактивностями колебательного контура. Знак “-” передреактивным сопротивлением соответствует емкости C, а знак “+” – индуктивности Lколебательного контура. Активные составляющие колебательного контура /> и входа усилителя /> представлены впараллельной схеме замещения. Выходная проводимость усилителя удовлетворяетусловию /> />
/>./> (17)
Рис. 9. Эквивалентная схемазамещения управляемого генератора
При полной компенсацииактивных составляющих возникает генерация сигнала и, следовательно, выполняетсябаланс активных мощностей в колебательном контуре [8]:
/>, (18)
где />, /> и /> - модули токов инапряжения, соответствующие комплексным />,/> и />, представленным на рис. 9;/> - угол сдвига фаз между током /> и напряжением /> в цепи ПОС.
Система уравнений, описывающаясхему, представленную на (рис.9), и позволяющая определить величины, входящие в(18), имеет вид
/> />,
/>, (19)
/> .
Решая систему (19), получаем
/>, (20)
/>. (21)
Так как схема предназначенадля компенсации только активной составляющей проводимости, целесообразно вкачестве регулирующих использовать элементы с чисто активным, емкостным илииндуктивным характером проводимости />.
Рассмотрим возможностьиспользования в качестве /> активнойпроводимости />, реализуемой на основе ПТ.При соблюдении условия (17)
/>. (22)
На основании (20)-(22)определяем величины, входящие в (18):
/>, (23)
/>, (24)
/>, (25)
где
/>. (26)
Подставляя (23)-(26) в (18) иучитывая (16), находим реализуемую отрицательную активную проводимость,компенсирующую проводимость колебательного контура
/>. (27)
При условиях /> и />, легко выполнимых на практике,выражение (27) упрощается
/>. (28)
Погрешность, допускаемую приданных ограничениях, оценим на основании сравнения соотношений (27) и (28)
/>. (29)
Если предположить, что врабочем диапазоне частот усилитель не будет иметь фазового сдвига (/>), то выражение (29) упрощается
/>. (30)
При неограниченном уменьшениивходной проводимости усилителя по сравнению с проводимостью колебательногоконтура (/>) погрешность (30)реализации отрицательной активной проводимости
/> (31)
и схема (см. рис.9) позволяетполучить высокую линейность компенсации проводимостей резонансного контура вшироком диапазоне изменения его активной составляющей, связанной как сперестройкой по частоте /> (15),так и с изменением основных параметров (L,C).
При использовании управляемойпроводимости (8.260) в виде емкости (/>)реализуемая отрицательная активная составляющая проводимости по аналогии с (28)
/>. (32)
Для реализации схемой (см.рис.9) отрицательной проводимости необходимо в (32) обеспечить />.
Проведенный анализ для случая /> показал, что схема, представленнаяна рис. 9, ведет себя так же, как и при /> (32).Однако при реализации этого варианта в интегральном исполнении имеютсятрудности, связанные с проблемой индуктивности в микроэлектронике [1].
3. Прецизионныйамплитудный модулятор
Совмещение функцийгенерирования и модуляции по амплитуде или частоте колебаний в автогенераторенецелесообразно, так как это приводит к неконтролируемому повышениюнестабильности частоты, которую стремятся уменьшать всевозможными средствами,включая термостатирование автогенератора. В связи с этим данные операцииразделяют, оставляя функцию генерирования колебаний в автогенераторе, а функциюмодуляции колебаний осуществляют с помощью отдельных амплитудных или частотныхмодуляторов, что определяет необходимость совершенствования их схемотехники.
Построение амплитудныхмодуляторов, работающих на относительно низких и средних частотах cиспользованием ПТ и ОУ, а также перемножителей сигналов, рассмотрено в работах[1,3].
Широкополосный амплитудныймодулятор, способный работать на высоких (сотни мегагерц) частотах, может бытьреализован на основе схемы ШУН (рис. 10) с симметричным выходом и управлениемвысокочастотного (несущего) сигнала /> путемизменения тока /> ГСТ под влияниемнизкочастотного (модулирующего) сигнала />,так как коэффициент передачи ДУ линейно связан с величиной этого тока.
Для изменяющегося во временитока ГСТ /> амплитудного модулятора,представленного на рис.10, в котором модулирующий сигнал /> подается в еготокозадающую цепь через повторитель сигнала на ОУ1, можно записать:
/>, (33)
где />, /> и /> - напряжение питанияотрицательной полярности, напряжение база-эмиттер БТ Т3 ипостоянная составляющая тока ГСТ
/>. (34)
Выходное симметричноенапряжение модулятора с учетом (33)
/>
/>, (35)
где /> - изменяющаяся во времени t крутизна БТ дифференциальной пары Т1, Т2.
/>
Рис. 10. Прецизионныйамплитудный модулятор
При входных синусоидальныхсигналах
/>, (36)
/>, (37)
где />, /> и />, /> - амплитуды и частоты соответственно несущего и модулирующего сигналов,
выходное напряжение (35)модулятора приобретает вид амплитудно-модулированного колебания
/>
/>, (38)
где /> и m – амплитуданесущей и глубина модуляции с учетом (34) сигнала с АМ,
/>, (39)
/>. (40)
Как следует из формулы (39),коэффициент передачи по несущей
/> (41)
соответствует коэффициентупередачи ДУ, амплитуда неискаженного выходного сигнала которого не можетпревышать удвоенного значения падения напряжения на резисторе нагрузки /> в режиме покоя.Следовательно, максимальный уровень несущей на симметричном выходе модуляторадолжен удовлетворять условию
/>, (42)
при этом уровень входногосигнала (36) может быть не выше удвоенного температурного потенциала
/>. (43)
Амплитуда модулирующегосигнала (37) при непревышении стопроцентной глубины модуляции (/>), как видно из формулы(40), должна быть на напряжение база-эмиттер третьеготранзистора меньше напряжения источника питания отрицательной полярности
/>. (44)
Амплитуду сигнала (44) можнополучить на выходе повторителя сигнала (рис.10) при тех же питающих напряженияхОУ1, что и модулятора в целом. Если требуемый ток /> превышаетдопустимый выходной ток используемого ОУ1, то целесообразно в токозадающей цепиГСТ ток уменьшить, выбрав номиналы резисторов /> и/> из соотношения />, и рассчитать номиналрезистора />, исходя из формулы (34),
/>. (45)
Сопротивление нагрузкимодулятора следует выбирать исходя из частоты среза />,а не />, как в широкополосномдемодуляторе, с учетом коэффициента сужения полосы пропускания за счетемкостей, шунтирующих нагрузочное сопротивление />.Это связано с тем, что в модуляторе использовать сопротивление в цепи эмиттеровтранзисторов дифференциальной пары Т1 и Т2 не рекомендуется, так как при этомвозникают нелинейные искажения огибающей.
Действительно, при введениирезисторов /> в цепь эмиттеров БТ Т1 иТ2 крутизна при условии /> становитсянезависимой от тока />:
/>, (46)
а производная от (46)
/>
является обратной функциейквадрата модулирующего тока /> (33),т.е. нелинейной функцией для сигнала модуляции (37).
Снимать непосредственносигналы с несимметричных выходов модулятора нельзя, так как на каждом из этих выходовприсутствует синфазный сигнал, образуемый при изменении тока ГСТ на каждом изсопротивлений нагрузки />,который, накладываясь на дифференциальный сигнал, искажает закон модуляции. Присъеме полезного сигнала с симметричного выхода сигналы />, вычитаясь между собой, непроявляются и, следовательно, не нарушают закона модуляции.
Для получения возможностисъема полезного сигнала с одного выхода (лучше со второго, так как БТ Т2включен по схеме с ОБ, при этом сопротивление нагрузки в Т1 должно бытьзакорочено с целью получения включения с ОК) относительно общей точки необходимспециальный каскад сдвига уровня, который позволил бы, исключив влияниесинфазного сигнала, восстановить прежний закон модуляции и сформировать несущуюбез постоянной составляющей. В связи с этим основная схема модулятора (рис. 10)дополнена каскадом сдвига уровня на БТ Т5 с управляемым ГСТ на транзисторах />, /> и ОУ2.
Условие компенсации постояннойсоставляющей, включая синфазную, на выходе модулятора /> сводится к условию
/>0, (47)
где /> и /> — напряжение база-эмиттер БТ Т5 и ток дополнительного ГСТ, который поформе записи соответствует (33), так как схема данного ГСТ идентична схемеосновного ГСТ (рис. 10).
С учетом отмеченного и формулы(33) условие (47) приобретает вид
/>0, (48)
где />, /> и /> — постоянная состовляющая тока, требуемое переменное напряжениекомпенсации и напряжение база-эмиттер БТ /> дополнительного ГСТ;/> — сопротивление компенсирующего резистора.
Условие компенсации (48) встатическом режиме (при отсутствии модуляции />0)
/>0
позволяет определить требуемыйноминал компенсирующего резистора
/>. (49)
Условие компенсации (48) вдинамическом режиме (при наличии модуляции)
/>/>0
позволяет определить требуемыйуровень переменного напряжения компенсации
/>. (50)
Для упрощения практическойреализации модулятора необходимо соблюдать равенство напряжений /> и />, которое выполнимо приодинаковых токах транзисторов /> и Т3.Тогда целесообразно принять одинаковыми и токи /> и/>, т. е. необходимо иметьдва ГСТ с идентичными параметрами, что осуществимо в едином интегральномтехнологическом цикле.
При идентичных параметрах ГСТ />, />, /> и /> соотношения (49) и (50)упрощаются
/>, (51)
/>. (52)
Уравнение (52) позволяетсинтезировать управляющее дополнительным ГСТ устройство, которое должно бытьинвертирующим устройством на ОУ2 c коэффициентом передачи
/>. (53)
Номиналы резисторов цепи ООС /> и />при низкоомных резисторах /> и /> могут быть пропорциональноувеличены, чтобы заметно не нагружать ОУ1 и ОУ2, с сохранением соотношения(53).
Коэффициент передачи каскадасдвига уровня на транзисторе Т5
/>, (54)
где /> — внутреннее сопротивление второго (компенсирующего) ГСТ
/>; (55)
/> и /> — параллельное соединение резисторов /> и/> и коэффициент передачитока БТ />.
Результирующий коэффициентпередачи по несущей амплитудного модулятора (41) и (54)
/>. (56)
Входные сопротивления по входунесущей модулятора без учета сопротивления в цепи базы транзистора Т1, котороепри подключенном источнике сигнала /> можетотсутствовать, относительно невелико. Оно такое, как у простого ДУ:
/>, (57)
где /> — коэффициент передачи токаБТ Т1, Т2, что требует применения источника сигнала /> смалым внутренним сопротивлением.
Входное сопротивлениемодулятора по модуляционному входу исключительно велико, оно определяетсявходным дифференциальным сопротивлением /> икоэффициентом передачи /> используемогоОУ1
/>. (58)
В связи с этим модуляционныйвход модулятора целесообразно экранировать, соединив оплетку кабеля с выходомОУ1, как показано на рис.10.
Выходное сопротивлениемодулятора
/> (59)
относительно велико, и этоопределяет необходимость использования высокоомной нагрузки.
Так как транзисторыдифференциальной пары Т1 и Т2 включены по схеме ОК-ОБ и нагрузкой ее является БТ Т5, включенный по схеме ОК, то в формированиичастоты среза /> модулятораучаствует частота среза по параметру крутизны /> транзистораТ2 и частота среза ФНЧ нагрузки />,которые принимаются равными (/>/>/>).С учетом коэффициента сужения полосы пропускания />,в данном случае n=2 и />,сопротивление нагрузки
/>, (60)
где /> — выходная емкость ФНЧ нагрузки, состоящая из емкостей коллектор- база /> транзисторов Т2 и Т5 имонтажной емкости />;
/>. (61)
В связи с этим требуемаячастота единичного усиления транзисторов Т1 и Т2
/>. (62)
Расчет амплитудного модулятораследует начинать с определения сопротивления нагрузки (60) и задания требованийк транзисторам дифференциальной пары Т1, Т2 и режима их работы с цельюобеспечения заданного частотного диапазона. При емкостях />2 пФ и емкости монтажа />1 пФ емкость (61) />5 пФ и для частоты срезамодулятора /> 200 МГц сопротивлениенагрузки (50) составит />100 Ом, атребуемая частота единичного усиления (62) транзисторов Т1, Т2 при />5 Ом и />10 мА должна быть />300 МГц.
Желательно чтобы остальныетранзисторы схемы модулятора были однотипными с Т1 и Т2, но они работают сцепями ООС, и их частоты единичного усиления могут быть несколько меньшими,несмотря на удвоенное значение их рабочего тока.
Так как к модулятору, какправило, не предъявляется высоких требований в части коэффициента усилениянесущей (56), то даже при такой низкоомной нагрузке ток ГСТ (34) может бытьвыбран не очень большой величины (/>20 мА),чтобы использовать стандартные ОУ1 и ОУ2, например, />10 мА.
После этого расчет производятв соответствии с формулами, описывающими работу модулятора, включая оценкувходных и выходных его параметров (57) — (59), выбор соответствующего ОУ и определениеноминалов резисторов />,/> (53) ОУ2, cучетом того что верхняя частота модулирующего сигнала (37), как правило, непревышает верхней частоты звукового диапазона />20кГц.
При первичной отладкеамплитудного модулятора необходимо в отсутствие входных сигналов (36) и (37)как можно точнее получить нулевой уровень постоянной составляющей выходногонапряжения /> путем более точной,например лазерной, подгонки номинала компенсирующего резистора /> (рис. 10). Затем, установивуровень модулирующего сигнала />, соответствующий предельной глубине модуляции (/>1) (40), путем подстройки номинала резистора /> следуетзафиксировать отсутствие данного сигнала на выходе модулятора. После этого прикалиброванных входных сигналах /> и /> модулятор может быть использованкак прецизионное средство получения сигналов с АМ в широком диапазоне частот.
4.Линейный частотный модулятор
ЧМ, так же как и АМ,может быть осуществлена в отдельном от автогенератора модуляторе. Это актуальнодля ряда радиотехнических систем, в том числе и измерительных [9], требующихдвух синхронизированных сигналов, один из которых представляет собойнемодулированное колебание, а другой – колебание с ЧМ или АМ./> />
/>Линейный частотный модулятор (рис.11), реализованныйна основе фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) [1], удовлетворяет такимтребованиям. В состав системы ФАПЧ входят управляемый по частоте генератор 1,ФИ 2, цифровой частотно-фазовый демодулятор (ЦЧФД) 3, ДУ 4, сумматор 5 и сравнивающееустройство 6. Для осуществления линеаризации характеристики управления почастоте генератора введены /> Рис. 11 Структурная схема линейного частотного модулятора
ПЧН 7 и ФНЧ 8.
К второму входу ЦЧФДпосредством ФИ 9 подводится сигнал от внешнего высокочастотного генераторанесущей частоты с напряжением />. На второйвход сумматора подается модулирующий сигнал от внешнего низкочастотногогенератора с напряжением />. Всвязи с тем, что частотный диапазон работы ЦЧФД ограничен, но имеетсянеобходимость получения сигналов с рабочей частотой, превышающей предельнуючастоту функционирования ЦЧФД, в состав линейного частотного модулятора могутбыть введены делители частоты 10, 11.
При отсутствии одного изделителей 10 или 11 частота /> напряженияна выходе управляемого генератора может быть ниже или выше частоты несущей /> внешнего генератора:
/>, (63)
где /> и />, /> - девиация частоты генератора 1 икоэффициенты деления делителей частоты 10, 11 соответственно.
Для исключения влияния ЧМна работу систем регулирования частоты среза /> ФНЧв ЦЧФД и ФНЧ должны быть существенно ниже частоты /> (/>).
Линейность ЧМ врассматриваемом модуляторе определяется линейностью характеристики ПЧН,входящего в состав системы линеаризации характеристики управления генератора,действующей по принципу, изложенному в подразд. 2.1, т.е. при определенномкоэффициенте передачи сравнивающего устройства достигается привязкахарактеристики управляемого по частоте генератора к характеристике ПЧН 7. Всоответствии с этим и ЧМ в модуляторе (рис.11), реализуемая под влияниемнапряжения /> внешнего модулирующегосигнала, происходит по линейному закону.
Синхронизация несущейчастоты (63) управляемого генератора с частотой внешнего генераторапроизводится посредством системы ФАПЧ, принцип действия которой достаточнополно изложен в работе [1].
При несовпадении частот,действующих на входах ЦЧФД, на выходе последнего образуется разность напряженийсоответствующей полярности, которая после усиления в ДУ, сумматоре исравнивающем устройстве воздействует на управляемый генератор так, что егочастота совпадает с частотой сигнала /> внешнегогенератора. Более того, из-за достаточно большого коэффициента передачи в цепирегулирования системы ФАПЧ разность фаз между сигналами, действующих на входахЦЧФД, устанавливается близкой к нулю и всякое изменение частоты внешнегогенератора сопровождается подстройкой частоты управляемого генератора так, чтоэта разность фаз приобретает определенное значение. Таким образом, частотывнешнего генератора и управляемого генератора совпадает с точностью до фазынезависимо от состояния первого генератора.
Зная характеристикууправления генератора с учетом коэффициента передачи сумматора, который можетбыть реализован на основе инвертирующей ОС, можно определить требуемый уровеньмодулирующего напряжения /> длядостижения необходимой девиации частоты /> выходногосигнала и минимальную модулирующую частоту /> присоответствующем индексе модуляции, например, />.
Характерной особенностьючастотного модулятора является то, что при линейной характеристике управляемогогенератора и постоянном уровне модулирующего напряжения девиация частоты /> остается неизменной приперестройке частоты внешнего генератора и, следовательно, частоты генератора.
Практическая реализация всех функциональных блоков, входящих в линейныймодулятор (см. рис.11), за исключением ЦЧФД и делителей частоты 10 и 11,которые в простейшем варианте могут быть осуществлены на основепоследовательного соединения Т — триггеров, изложена выше. ЦЧФД являетсянаиболее ответственным функциональным блоком, и его принципы построения необходиморассмотреть отдельно.
5.Цифровой частотно-фазовый демодулятор
Аналоговый фазовыйдемодулятор (ФД), используемый в системе ФАПЧ [1], обладает существеннымнедостатком — ограниченнойполосой захвата, т.е. система ФАПЧ не работает при первоначальном частотномсдвиге определенной величины, так как данный ФД не формирует управляющегонапряжения в правильном направлении. В отличие от аналогового ЦЧФД,представленный на рис.12, при любом фазовом сдвиге вырабатывает сигнал с правильнымзнаком расстройки сравниваемых частот.
Принцип действия ЦЧФД,содержащего два />-триггера D1, D2 и элемент И-НЕ D3, осуществляющий задержку распространенияинформации, основан на преобразовании сдвига фаз входных импульсных сигналов /> и /> (рис.13, а, б) вдлительность импульсов на инверсных выходах />-триггеров /> и /> (рис. 13, в, г).
В исходном состояниитриггеры D1 и D2 формируют единичные сигналы и на их инверсных выходахприсутствуют низкие потенциалы (см. рис.13, в, г). С приходом первого импульса изпоследовательности импульсов /> (см.рис.13, а)на синхронизирующий вход первый триггер D1 устанавливается в нулевое состояние (см. рис. 13, в), таккак его D-вход соединен с общей шиной. Припоступлении первого импульса из последовательности импульсов /> (см. рис. 13, б) насинхронизирующий вход второй триггер D2 также переходит в нулевое состояние (см. рис. 13, г).
Высокие потенциалы синверсных выходов D-триггеровинвертируются в элементе И-НЕ D3 инулевой потенциал с его выхода устанавливает D-триггеры в исходное состояние.
Длительность импульсов наинверсном выходе первого D-триггераD1 (см. рис. 13, в) зависит от сдвигафаз между сигналами /> и />, а длительность импульсовна инверсном выходе второго D-триггераD2 определяется задержкой сигнала виспользуемых ИС и составляет сотые доли микросекунды (короткие импульсы на рис.13, г).
Такое соотношение междудлительностями импульсов на выходах D-триггеров наблюдается при частотах входных сигналов />. В случае /> все происходит наоборот(см. рис. 13, в, г).
При /> длительность импульсов наинверсных выходах />-триггеров D1 и D2 постоянна и зависит от сдвига фаз /> входных сигналов, причемесли
/>0, то импульсы, пропорциональныесдвигу фаз, присутствуют на выходе первого D-триггера, а если /> - то на выходе второго D-триггера.
/> и />, выделяя постояннуюсоставляющую импульсов, действующих на выходах />-триггеров, формируют фазовуюхарактеристику ЦЧФД (рис. 14)
/>, (64)
где /> и /> — амплитуда и период анализируемыхсигналов.
Временной сдвиг /> (64) пропорционален фазе /> в пределах />, и это определяет линейнуюобласть изменения фазы />. Выходное напряжениеЦЧФД за пределами данной области в точках а и б скачкообразно уменьшается от /> до />0 (рис. 13, е, ж), а затемизменяется с сохранением первоначального направления. В связи с этим фазоваяхарактеристика ЦЧФД (см. рис. 14) приобретает пилообразный вид.
Данная характеристикапринципиально отличается от характеристики аналогового ФД /> тем, что выходноенапряжение (64) при />0 всегдаположительно, а при />0 — всегда отрицательно. Этим иобъясняется частотная чувствительность ЦЧФД (рис. 15).
Если, например, частотаодного сигнала /> больше частоты /> второго сигнала />, то фазовый сдвигвозрастает пропорционально времени всегда в положительном направлении. При этомпилообразное напряжение приобретает среднее значение (/>0). При обратномсоотношении частот /> />0 (см. рис. 15). По даннойпричине система ФАПЧ с ЦЧФД имеет полосу захвата теоретически бесконечнобольшую, а на практике ограничивается диапазоном перестройки по частоте используемогоуправляемого генератора.
Таким образом,рассмотренный ЦЧФД (см. рис. 12) выполняет роль частотного демодулятора(компаратора) при частотах /> (см.рис. 15) и роль ФД при совпадении анализируемых частот /> (см. рис. 14).
Номиналы выходных ФНЧЦЧФД (см. рис. 12) рассчитывают, исходя из частот среза />, которые должны быть намного меньшечастоты модуляции />:
/>.
Частотный диапазонработы ЦЧФД определяется предельной частотой функционирования используемых D-триггеров и элемента И-НЕ. Приреализации ЦЧФД на основе стандартных ИС 1554-й серии, в состав которой входят двойной D-триггер (1554ТМ2) и 4 элемента И-НЕ (1554ЛА3), рабочий диапазон частотможет быть получен до 100 МГц.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
За последнее время существенно повысился техническийуровень электронной техники. Интегральная микросхемотехника в своем развитиидостигла высокого уровня. Быстрое развитие требует создания все более точного исложного автоматизированного технологического оборудования. Однако, вместе сэтим мы получаем возможность создания более сложных и совершенных устройств случшими характеристиками и параметрами, уменьшение их габаритов.
В процессе выполнения данной курсовой работы мыознакомились с общими принципами построения таких узлов радиоприемных устройствкак различные виды модуляторов, изучили основные методы их проектирования сиспользованием микросхемотехники. Получили практические навыки проектирования,расчета и моделирования узлов радиоприемника с использованием ПЭВМ.
Исследованию подлежали: линейный частотный модулятор,цифровой частотно-фазовый демодулятор и прецизионный амплитудный модулятор.Разработанные схемы устройств работают в широком диапазоне частот 100-250 МГц сдиапазоном управляющих напряжений 0-10 В.
СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. С в и р и д В.Л.Микросхемотехника аналоговых электронных устройств: Учеб. Пособие длярадиотехн. спец. вузов. – Дизайн ПРО, 1998. – 256с.
2. С в и р и д В.Л.Проектирование микроэлектронных устройств: Учеб. Пособие по курсу“Микросхемотехника”: В 4 ч. Ч.2: Методология, основы метрологии, проектированиеи расчет электронно-управляемых образцовых проводимостей. – Мн.: БГУИР, 1994. –76 с.
3. А.с. 1132258СССР, МКИ3 G 01 R 27/26. Устройство для автоматическогоизмерения параметров нелинейных элементов / В.Л. Свирид. – Заявл. 02.08.83; Опубл. 30.12.84, Бюл. N 48. – 17 с.
4. С в и р и д В.Л.Экспериментальная микросхемотехника: Лаб. Практикум по курсу “Микросхемотехника”: В 3 ч. Ч. 1: Исследование дифференциальных и операционных усилителей. – Мн.:БГУИР, 1995. – 61 с.
5. С в и р и д В.Л.Электронно-управляемые фазовращатели // Новые информационные технологии в наукеи производстве: Материалы международ. науч.-техн. конф. – Мн.: БГУИР, 1998. –С. 189-192.
6. С в и р и д В.Л.Прецизионные источники опорного напряжения на основе полевых транзисторов //Радиотехника и электроника. – Мн.: ЗАО “Юникап”, 1999. – Вып. 24. – С.150-156.
7. С в и р и д В.Л.Метод линеаризации и термостабилизации характеристик нелинейных элементов //Радиотехника – М.: ВНТОРЭиС им. А.С. Попова,1991. – N11. – С. 56 – 58.
8. С в и р и д В.Л.Измерение полных проводимостей при неблагоприятных соотношениях составляющих //Радиотехника и электроника. – Мн.: Выш. шк., 1975. – Вып. 4. – С. 98 – 104.
9. Пат. 2020616 РФ,МКИ5 G 01 С 27/00.Аналоговое запоминающее устройство / В.Л. Свирид. – Заявл. 25.02.91; Опубл. 30.09.94, Бюл. N 18. — 7 с.