Министерство общего ипрофессионального образованияРоссийской Федерации
УРАЛЬСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ
КафедраРЭИС
ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА
к курсовому проекту
ПРИЕМНИК АНАЛОГОВЫХ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
(ПРИЕМНИК ЛЮБИТЕЛЬСКОЙРАДИОСВЯЗИ)
Екатеринбург 2005
Содержание
Выбор и обоснованиеструктурной схемы радиоприемника
Предварительный расчетполосы пропускания
Выбор средств обеспеченияизбирательности приемника
Расчет входной цепи приемника
Выбор распределенияусиления по линейному тракту приемника
Выбор схемного решения РПрУи расчет УВЧ
Выбор фильтра сосредоточеннойселекции
Выбор и расчет схемы демодулятора
Выбор и расчет схемы АРУ
Выбор схемы УНЧСписок используемой литературы
Приложение
Выбор и обоснованиеструктурной схемы приемника
Указанный в ТЗчастотный диапазон 1,9-1,95 МГц соответствует длине волны 160 м. В этом диапазоне применяют приемники прямого преобразования либо супергетеродинные.
Приемники прямогопреобразования имеют малую чувствительность и селективность, которые ухудшаютсяс ростом частоты сигнала. Селективность можно поднять, используя большее числоперестраиваемых в диапазоне контуров. Но эта возможность ограничена, так как вэтом случае резко возрастает трудность настройки из-за взаимного влиянияконтуров. Повышение чувствительности ограничено шумами.
В нашем случаеоптимальным является приемник, построенный по супергетеродинной блок-схеме. Длясупергетеродинных приемников нет сильной связи между чувствительностью ичастотой принимаемого сигнала, так как основное усиление производится напромежуточной частоте. Обычно промежуточная частота значительно ниже несущей,на ней легче реализовывать усилительные каскады. Все это позволяет создатьбольшой запас по усилению и, применяя АРУ, увеличить динамический диапазонпринимаемых сигналов.
Структурная схемасупергетеродинного приемника приведена на рис.1. в таком приемнике может ещеприсутствовать схема автоматической подстройки частоты, но она, как правило, неприменяется в диапазоне средних волн.
/>
Рис. 1Блок-схема супергетеродинного приемника АМ-сигналовВЦ – входная цепь
УРЧ –усилитель радиочастоты
СМ — смеситель
Г – гетеродин
УПЧ –усилитель промежуточной частоты
Д – детектор
УНЧ –усилитель низкой частоты
ОАп –оконечный аппарат
Вару– выпрямитель АРУ
Фару– фильтр АРУ
Данная блок-схемаявляется типовой и применяется в большинстве используемых на практикеприемников. Сейчас разработаны интегральные микросхемы, которые выполняют рольцелых узлов приемника и даже всего устройства в целом. Применение такихинтегральных схем позволяет упростить проектирование приемников, повысить ихнадежность, снизить стоимость, массу, габариты.
Предварительный расчет полосыпропускания
Полосу пропусканиявысокочастотного тракта супергетеродинного приемника без системы автоматическойподстройки частоты можно определить по формуле:
/> где:
Δfсп – ширина спектрапринимаемого сигнала, составляющие которого, с учетом допустимых искажений, недолжны выходить за пределы полосы пропускания приемника;
Δfд – изменение несущейчастоты сигнала за счет доплеровского эффекта;
Δfнест – величина на которуюнеобходимо расширить полосу пропускания приемника для учета нестабильностичастот передатчика и гетеродина приемника, а также погрешностей в настройкеотдельных контуров и всего приемника в целом.
/> где:
вс– относительнаянестабильность частоты сигнала fc
вг– относительнаянестабильность частоты гетеродина приемника fг;
вн– относительнаяпогрешность установки частоты приемника при безпоисковой настройке, отнесеннойк частоте сигнала fс
впр– относительнаяпогрешность и нестабильность настройки контуров тракта промежуточной частоты,отнесенная к промежуточной частоте fпр.
Для двухполосного одноканального АМ сигнала:
/>, где
Fв — верхняя частотамодуляции сигнала.
Выберемоднокаскадный гетеродин без кварцевой стабилизации, для него можно принять />. Согласно ТЗ />. Выбор Вгпроизведен согласно табл. 1.1 [1]. Значение коэффициента Впр, какправило, колеблется от 0,0003 до 0,003 и зависит, главным образом, оттемпературного />коэффициентакатушек контуров, настраиваемых на промежуточную частоту. Пусть />. Величина Внобычно равна 0,003-0,01 и определяется в основном точностью настройки контурагетеродина механизмом перестройки или погрешностью установки частоты настройкиприемника по его шкале. Если применяется перестройка приемника оператором попринимаемым сигналам (как в нашем случае), то естественно величину Внследует брать равной нулю. Значение промежуточной частоты выберем стандартноедля данного диапазона волн. Пусть />.
Будемсчитать, что приемник и передатчик неподвижны относительно друг друга, тогдадоплеровское смещение частоты />.
Согласноформуле (2):
/>
Согласноформуле (1):
/>
Выбраннаяпромежуточная частота /> удовлетворяет условиям />(для возможности примененияконтуров с реализуемой добротностью) и /> (дляфильтрации сигналов промежуточной частоты при детектировании АМ сигналов).
Выбор средств обеспечения избирательностиприемника
Всупергетеродинных приемниках, наиболее опасными из побочных каналов приемаявляются зеркальный и соседний. Поэтому частотная избирательность РПрУ зависитв основном от необходимых ослаблений соответственно Sзк Sск.В приемниках с одинарным преобразованием частоты ослабление зеркального каналаобеспечивает преселектор, ослабление соседнего – в основном УПЧ и частичнопреселектор.
/>Исходные данные: />; выберем /> — эквивалентные затуханияконтуров преселектора с учетом потерь, вносимых источником сигналов инагрузкой.
Определимобобщенную рассторйку зеркального канала при верхней настройке гетеродина /> и нижней настройкегетеродина />.
/>
/>
/>
/>
Выберемверхнюю настройку гетеродина.
Пользуясьнормированными частотными характеристиками преселекторов при большихрасстройках рис. 1.7а [1], находим, что необходимое ослабление по зеркальномуканалу Sзк=32dB может обеспечить простая одноконтурная входная цепь, поэтомуприменять более сложные схемы нецелесообразно.
Длявыбранного преселектора вычисляем ослабление по соседнему каналу, которое онсоздает.
Обобщеннаярассторойка для краев полосы пропускания приемника />:
/>
Из рис. 1.7б[1] находим, что такой расстройке соответствует ослабление преселектора />. Рассчитаем ослабление Sпп, которое можно допуститьв ФСС, из выражения:
/>.
Длявыбранного преселектора определим обобщенные расстройки для соседнего канала извыражения:
/>,
где /> — расстройка для соседнегоканала.
/>
По рис. 1.7б[1] находим, что данной расстройке /> соответствуетослабление /> соседнего канала,создаваемого преселектором.
Определяемослабление соседнего канала />,требуемое от ФСС:
/>
Где />– полное ослаблениесоседнего канала, требуемое в приемнике.
/>.
Расчет входной цепи приемника
Посколькучастота принимаемого сигнала меняется в довольно узком диапазоне, имеет смыслприменить настроенную антенну. В этом случае можно считать, что внутреннеесопротивление антенны в этом диапазоне постоянно и является чисто активным (ZА=RА). При необходимостисопротивление антенны можно согласовать с фидером при помощи трансформатора,тогда мощность, отдаваемая приемнику, будет максимальной.
При работе снастроенной антенной часто используется трансформаторная илиавтотрансформаторная связь контура с антенной и УРЧ. Выберемавтотрансформаторную связь, т.к. при этом требуется меньшее число намоточныхэлементов. Схема входной цепи изображена на рис. 3.
/>
Рис. 3. Схема входнойцепи
Исходя изтабл. 4.4 [1] находим Ссх=190 пФ.
Находиминдуктивность контура
/>.
Теперьвычисляем коэффициенты включения фидера mА и входа УРЧ mвх для согласования призаданном dэр контура входной цепи:
/>
/>
Длянашего случая />, где:
Wф – волновоесопротивление фидера
Rвх – входноесопротивление УРЧ (1го каскада).
Вкачестве фидера выбран коаксиальный кабель РК-103 длиной 4м со следующимипараметрами: /> - затухание; волновоесопротивление Wф = 74 Ом.
Изтаблицы 4.5 [1] выбираем собственное затухание контура d = 0,0095. Ранеевыбрано dэр = 0,02.
/>
Рассчитываемкоэффициент передачи напряжения входной цепи:
/>, где:
Lф – коэффициентпередачи фидера, определяемый из рис.4.16 по произведению />/>(lф – длина фидера, м).В нашем случае />
Кос– коэффициент передачи собственно входной цепи при согласовании, равный:
/>
Коэффициентпередачи входной цепи можно считать практически неизменным в заданномдиапазоне, т.к. этот диапазон относительно узкий (коэффициент перекрытиядиапазона />, т.е. близок к 1).
Рассчитываемемкость контура
/>,
где /> — паразитная емкостькатушки контура
/> - емкость монтажа схемы
/>
По ГОСТувыбираем элементы схемы конденсатор С1 емкостью 200 пФ и конденсатор С2переменной емкости 4/25пФ
Пометодике, аналогичной для входной цепи, рассчитываем контур гетеродина.
Выбор распределения усиления по линейному трактуприемника
Необходимоеусиление сигналов в линейном тракте следует обеспечить при достаточнойустойчивости каскадов (возможно в меньшем их числе), используя экономичныеэлектронные приборы. Если чувствительность приемника задана в виде Э.Д.С.сигнала в антенне Еа, то коэффициент усиления линейного трактаприемника Кол должен быть равен:
/>, где:
uп – амплитуда сигнала навыходе УПЧ приемника.
Учитывая этоиспользуем микросхему К174ХА2, примем uп = 60 мВ
/>.
Выбор средствобеспечения усиления линейного тракта можно начать с определения коэффициентаусиления преселектора (ВЦ и УРЧ). В транзисторных приемниках коэффициентусиления преселектора Копс можно найти из выражения:
/>, где:
Ковц– коэффициент передачи входной цепи
Курч –коэффициент усиления УРЧ.
/>
Всупергетеродинном приемнике основное усиление сигнала производится напромежуточной частоте, поэтому выберем К0урч = 20dB, т.е. Курч =10.
Требуемыйкоэффициент усиления по напряжению УПЧ и преобразователя частоты странзисторным смесителем, равен:
/>, где:
Кз= 2…3 – коэффициент запаса усиления, учитывающий старение электронных приборов,расстройку контуров и уменьшения напряжений питания в процессе эксплуатации.Выберем Кз = 2.
/>
Тогдаусиления УПЧ будет равно:
/>
Выбор схемного решения РПрУи расчет усилителя высокой частоты
В заданномчастотном диапазоне появляется возможность применить интегральную микросхему.Используем ИС К174ХА2. Базовым элементом в этой микросхеме являетсядифференциальный усилитель, что объясняется рядом его свойств:
- способностьподавлять синфазную составляющую входного сигнала, выделять и усиливатьразностную. Это позволяет снизить влияние на параметры усилителя нестабильноститемпературы окружающей среды и напряжения питания. Не применяя обычных мер потермостабилизации, можно отказаться от использования конденсаторов большойемкости, которые неудобно использовать в интегральной технологии;
- универсальность.Дифференциальный усилитель может выполнять функции усиления, ограничения,преобразования частоты, регулирования. Такая схема может иметь симметричный илинесимметричный вход и выход;
- малаяпаразитная обратная связь между входом и выходом. Такой факт позволяетиспользовать дифференциальную схему на высоких частотах, не применяя схемунейтрализации этой паразитной связи.
Даннаямикросхема предназначена для использования в приемникахамплитудно-модулированных сигналов. Она может работать в диапазоне частот до 30МГц, имея при этом усиление, позволяющие принимать сигналы с отношениемсигнал–шум на выходе 20 dВ, при э.д.с. в антенне менее 20 мкВ, а при сигнале 3 мВотношение сигнал-шум равно 54 dВ.
Принапряжении на входе, равном 20 мкВ выходное напряжение НЧ составляет 60 мВ,коэффициент гармоник при этом обеспечивается менее 4%. Напряжение питания можетвыбираться в пределах 4,8÷15В. Ток потребления 5÷16 mА. Входное сопротивлениеусилителя РЧ по входам 1, 2 составляет более 3 кОм, а входное сопротивление УПЧпо выводу 12 также составляет более 3 кОм. Выходное сопротивление усилителяпромежуточной частоты по выводу 7 равно 60 кОм.
Структурныйсостав микросхемы приведен в приложении 1. Она состоит из стабилизаторапитающего напряжения (1), усилителя радиочастоты (2), смесителя (3), гетеродина(4), четырехкаскадного усилителя промежуточной частоты (6-9), усилителя сигналаАРУ (10).
Сигнал послепрохождения входной цепи и предварительной частотной селекции в ней подается наусилитель радиочастоты, реализованный в виде однокаскадного апериодическогодифференциального усилителя на транзисторах VТ3 и VТ4. В нашем случае отусилителя высокой частоты не требуется большого усиления. Он должен иметь малыйкоэффициент шума, т.к. стоит в начале линейного тракта приемника и от него внаибольшей степени зависит коэффициент шума всего тракта. Регулировка усиленияосуществляется комбинированным методом, за счет управляемой обратной связичерез диоды VD4 и VD5 в цепях эмиттеров транзисторов и в коллекторных цепях – путемуправляемого шунтирования нагрузки через диоды VD1-VD3. Ток диодов изменяетсяусилителем постоянного тока, собранного на транзисторах VT1-VT3. Стабилизация входногокаскада по постоянному току осуществляется через эмиттерный повторитель VT6. Смеситель в данноймикросхеме выполнен по двойной балансной схеме на транзисторах VT11-VT12 и VT7-VT10. Один из его выходов(15 или 16) может использоваться для включения контура детектора АРУ усилителярадиочастоты, а с другой – для подачи сигнала ПЧ на фильтр сосредоточеннойселекции. Режим этого каскада по постоянному току устанавливается с помощьюнапряжения на диоды VD6-VD8.
Гетеродин вмикросхеме строится на транзисторе VT13. Контур гетеродина подключается как внешний,по отношению к микросхеме, элемент. Усилитель промежуточной частоты состоит изчетырех дифференциальных каскадов: первый каскад – транзисторы VT18 и VТ19, второй – VT22-VT23, третий – VT26, VT27; четвертый – VT29 и VT30. Первые три каскадаимеют регулируемое усиление. Регулировка осуществляется через диоды VD15-VD20. Управляющий усилениемсигнал снимается с транзистора VT31. Этот транзистор совместно с транзисторами VT32-VT34 образует усилительпостоянного тока. Такая схема дает возможность получить глубину регулировкиусиления УПЧ более 60 dВ.
Воспользуемсярегулировочной характеристикой усилителя высокой частоты, представленной нарис.4. Из нее видно, что для обеспечения выбранного коэффициента усиленияусилителя радиочастоты КУРЧ = 20 dВ, необходимо подать навывод 3 используемой микросхемы управляющее напряжение U3 = 0,31 В.
Выбор фильтра сосредоточенной селекцииВместо многозвенных LС-фильтров в схемахусилителей промежуточной частоты с сосредоточенной избирательностью с успехомможно применять пьезоэлектрические, электромеханические и пьезомеханическиефильтры. Указанные фильтры, имея малые габариты и массу, обладают близкой кидеальной кривой избирательности. Наш фильтр, исходя из требований ТЗ и расчетов входной цепи долженобеспечить затухание по соседнему каналу Sскп = 18,5 dВ и вносить затуханиев полосе пропускания не более 2,3 dВ. Выбираем по таблице 6.6 [1] пьезомеханический фильтр ПФ1П-4-1,т.к. он имеет малое затухание Lф в полосе пропускания и достаточное ослабление при расстройке ±10кГЦ от номинальной промежуточной частоты fп = 465 кГц. Малаякритичность пьезомеханических фильтров к изменению нагрузочных сопротивленийпозволяет подключать их к следующему каскаду непосредственно (без согласующеготрансформатора). Вообще, номинальные значения характеристических сопротивленийпьезомеханических фильтров, как правило, значительно отличаются от входных ивыходных сопротивлений транзисторных каскадов. Поэтому эти фильтры включают вусилитель через согласующие звенья. Наибольшее распространение получила схемамежкаскадной связи, в которой фильтр подключен к коллекторной цепи черезширокополосный контур. Такая схема представлена на рис. 5. Расчет сводится копределению элементов связи.
Параметры фильтра:
- затуханиена частоте />
- номинальноезначение характеристических сопротивлений: выходного Wб = 1 кОм
входного Wк = 2 кОм.
Определяем показательсвязи фильтра с усилителем:
/>, где:
/>
d – конструктивноезатухание контура (обычно d≈0,01)
/>
/>
Рис. 5 Упрощеннаясхема согласования фильтра с коллекторной и базовой цепями
Индуктивностьконтурной катушки:
/>
/>
Коэффициентвключения:
/>
Индуктивностькатушки связи фильтра с контуром:
/>, где:
К1– коэффициент связи, обычно равен 0,7…0,9. Выберем К1 = 0,8.
/>
Емкостьконтура:
/>
Выбор и расчет схемы демодулятора
Возможноприменить для детектирования непрерывных амплитудно-модулированных сигналовдиодные или транзисторные детекторы. Главный недостаток транзисторныхколлекторных детекторов – большой уровень нелинейных искажений. Правда, для нихКд>1, но усиление сигнала до нужного уровня можно произвестипотом в УПЧ, при этом суммарные искажения сигнала будут меньше.
Диодныедетекторы могут быть параллельного и последовательного типа. Предпочтительнеепоследовательные детекторы, имеющие относительно большое входное сопротивление.Параллельные детекторы применяют лишь тогда, когда контур последнего каскадаУПЧ находится под напряжением питания и сигнал на детектор подается черезразделительный конденсатор.
Итак,выбираем последовательный диодный детектор, изображенный на рис.6. Входноенапряжение на детектор подается с контура последнего каскада УПЧ (Lк Ск).
/>
Рис. 6 Схемапоследовательного детектора
Конденсатор С1способствует повышению коэффициента передачи детектора, звено С2 R1 является фильтром промежуточнойчастоты. Вообще, схема последовательного детектора обеспечивает лучшуюфильтрацию напряжения промежуточной частоты, чем параллельная.
Как правило,постоянная составляющая выпрямленного напряжения детектора в последующихкаскадах приемника не используется и является нежелательной. Для ее устраненияв схему вводится разделительный конденсатор Ср, реактивноесопротивление которого на низкой частоте мало. Введение разделительногоконденсатора уменьшает нагрузку детектора на частоте модуляции и может привестик большим нелинейным искажениям принимаемого сигнала. Для уменьшения нелинейныхискажений в детекторе по указанной причине прибегают к разделению нагрузкидетектора.
Выбираем диодD95, т.к. он обладаетмалым внутренним сопротивлением Ri = 10 Ом, большим обратным сопротивлением Rобр = 0,4·106 Оми сравнительно небольшой емкостью СD= 1·10-12 Ф.Примем коэффициент частотных искажений МВ = МН = 1,06.
Требуемоевходное сопротивление детектора:
/>, где:
dэ – затухание последнегоконтура УПЧ с учетом Rвх д;
d – затухание того жеконтура без учета действия детектора:
/>.
Вузкополосных УПЧ можно принять />
/>.
Сопротивлениенагрузки последовательного детектора:
/>,
т.к. Rн>200 кОм, применяемполное подключение диода к контуру.
Рассчитаемэквивалентную емкость нагрузки детектора из условий отсутствия нелинейныхискажений.
/>
Исходя изсоотношения /> по рис.9.2 [1] находим,что /> - динамическое внутреннее сопротивлениедетектора.
Рассчитаемэквивалентную емкость нагрузки детектора, исходя из допустимых частотныхискажений МВ.
/>
Из значений СН,найденных по формулам (1’) и (2’)выбираем наименьшую, т.е. СН = 137пФ.
/>, где:
RБ max – максимально допустимоесопротивление в цепи базы следующего транзистора.
/>
/>
Емкостиконденсаторов:
/>, где:
См2= 15…20 пФ – емкость монтажа входной цепи УНЧ
/>
Коэффициентфильтрации напряжения промежуточной частоты для последовательного детектора:
/>
Прирассчитанном КФ обеспечится заданное в ТЗ ослабление напромежуточной частоте Sпч = 40 dВ.
Изсоотношения /> по рис. 9.2 [1] находим Кд= 0,798 ≈ 0,8.
Выбор и расчет схемы АРУ
АРУобеспечивает требуемое относительное постоянство выходного напряжения приемникав условиях изменения мощности принимаемых сигналов.
Инерционныесистемы АРУ с обратной связью представляют собой замкнутую нелинейную системуавтоматического регулирования, содержащую усилительный тракт приемника срегулируемым коэффициентом усиления и цепь регулирования. Последняя состоит издетектора АРУ, фильтра и усилителя. В общем случае, может быть еще схемазадержки.
Umвых Характеристикитакой системы и ее динамические свойства определяются видом регулировочнойхарактеристики регулируемого усилительного тракта и свойствами цепирегулирования, обеспечивающей формирование регулирующего напряжения Uр. Регулировочнаяхарактеристика УПЧ, реализованного в микросхеме К174ХА2.
Имеющаяся внашем распоряжении регулировочная характеристика является нелинейной. Наиболеечасто при анализе и расчете систем АРУ пользуется ее кусочно-линейнойаппроксимацией. В подавляющем большинстве случаев для инженерного расчетаоказывается вполне допустима аппроксимация тремя отрезками прямой (рис.8).Основным параметром регулировочной характеристики является ее крутизна Sр. Требования кэффективности системы АРУ определяются заданием коэффициентов:
/>; />.
В процессеработы системы АРУ усиление каскадов приемника, охваченных цепью регулирования,изменяется от максимального значения Ко до некоторого минимальногозначения Кmin, определяемого наибольшим уровнем входного сигнала.Относительное изменение усиления представляет собой глубину регулирования
/>
Онаопределяется только регулируемыми каскадами. Коэффициенты D и В определяютнеобходимые требования к глубине регулирования, а тем самым и к видурегулировочной характеристики.
/>
В нашемслучае: />
/>, т.к. />, то работа системы АРУ будетпроходить на «хвосте» регулировочной характеристики с меньшим значением еекрутизны и большим регулирующим напряжением. При таком режиме работынеобходимую эффективность системы АРУ можно реализовать с помощьюдополнительного усиления в цепи регулирования. Требования к усилению в цепирегулирования, т.е. к произведению коэффициента передачи детектора АРУ Кди коэффициента усиления усилителя АРУ Ку можно найти:
/>, где:
В = 1,995 –из ТЗ
Umвых min – напряжение на выходепоследнего каскада, охваченного цепью регулирования, при входном сигналеприемника, соответствующем его чувствительности. Из [5] находим, что Umвыхmin≈ 63 мВ.
/>
Такоеусиление (Ку) должен обеспечить усилитель АРУ, реализованный вмикросхеме К174ХА2. Очевидно, что такое усиление достижимо, т.е. обеспеченазаданная глубина регулировки.
Виспользуемой микросхеме охвачены регулировкой n=3 каскада УПЧ.
Динамическиесвойства системы АРУ с ОС определяются, с одной стороны, постоянными временифильтров и других инерционных элементов цепи регулирования, а с другойнекоторым обобщенным параметром системы М = КдКуSрumвх. Максимальноебыстродействие системы АРУ будет иметь место при наибольшем значении указанногопараметра, которое приближенно для n ≤ 6 можно считать равным:
/>
Т.к. нам незаданы требования к длительности переходного процесса tАРУ, а имеются требования куровню нелинейных искажений в виде коэффициента гармоник Кг=0,12, топри выборе постоянной времени фильтра АРУ будем исходить из обеспечения Кг.В приемниках АМ сигналов АРУ является причиной связи (ОС) по огибающей входногосигнала, особенно на ее НЧ составляющих и их гармониках. Такая ОС вызываетизменение коэффициента модуляции принимаемого сигнала, вносит дополнительныефазовые и нелинейные искажения. Степень этих искажений зависит от постояннойвремени фильтра и Мmax. Поэтому для АРУ 1го порядкапостоянную времени выбирают по формуле:
/>;
Пусть СФ= 5∙10-6 Ф, тогда />.
Выбор схемы УНЧ
Дляобеспечения малых массогабаритных показателей приемника, повышения егонадежности, обеспечения требуемых в ТЗ параметров и получения дополнительныхвозможностей в регулировках используем в качестве УНЧ микросхему К174УН7. Этораспространенная ИС, ее применение обосновано как технически, так иэкономически.
Данныйусилитель состоит из трех каскадов. Входным каскадом усилителя являетсясоставной эмиттерный повторитель (VT1 и VT2). Входное сопротивление этого каскада более 50кОм. В коллектор транзистора VT2 включена динамическая нагрузка, построенная натранзисторе VT3. Этот транзистор является генератором постоянного тока.Стабилизация тока обеспечивается транзисторами VT4 и VT5. Входной каскад даетбольшое усиление. Сигнал с коллектора транзистора VT2 проходит через составнойэмиттерный повторитель VT6, VT7, VT8, VT10. Далее сигнал поступает на оконечныйдвухтактный каскад, транзисторы VT14, VT16 которого образуют одно плечо, а транзисторы VT15 и VT17 – другое. Этот каскадобеспечивает выходной ток усилителя. Для стабилизации рабочей точки служитсоставной каскад на VT11 и VT12.
Основныепараметры усилителя: напряжение питания 15В; ток потребления без входногосигнала 20 мА; коэффициент гармоник для выходной мощности 4,5 Вт; выходнаямощность 4,5 Вт; полоса частот 40 – 20000 Гц; входное сопротивление 50 кОм;коэффициент усиления 40 dВ.
Практически схемаусилителя приведена на рис. 9.
Выходнаямощность усилителя на нагрузке 8 Ом составляет 1,5 Вт; коэффициент гармоник неболее 1%; диапазон частот от 50 до 12000 Гц; чувствительность усилителя 20 мВ.Тембр регулируется потенциометром R4: при уменьшении R4 снижается уровеньвысокочастотных составляющих; при увеличении R4 снижаютсянизкочастотные составляющие.
/>
Рис. 9 Схемавключения микросхемы К174УН7
Список используемых источников
1. Проектированиерадиоприемных устройств: Учебное пособие для ВУЗов / Под ред. А.П. Сиверса. М:Сов. радио, 1976. 488 с.
2. Лузин В.И., Никитин Н.П.Проектирование радиоприемных устройств: Методические указания. Свердловск: УПИ,1990. 20 с.
3. Бобров Н.В., МаксимовГ.В., Мичурин В.Н. Расчет радиоприемников. М: воениздат, 1971, 180с.
4. Гершелев В.Д.,Красноцветова З.Г., Федорцев Б.Ф. Основы проектирования радиоприемников. М:Энергия, 1977. 384 с.
5. Горшков Б.И. Элементырадиоэлектронных устройств. Справочник. М: ”Радио и связь”, 1988 — 316 с.
Приложение
Структурнаясхема интегральной микросхемы К174ХА2
/>
/>