Министерство образования Российской Федерации
ТОМСКИЙГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ
УПРАВЛЕНИЯИ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ (ТУСУР)
Кафедра сверхвысокихчастот и квантовой радиотехники
(СВЧ и КР)
ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙПРИЕМНЫЙ ТРАКТ.
2002
Реферат
Дипломный проект 111 с., 15 рис., 5 табл., 15источников, 7 приложения.
ПРИЕМНОЕ УСТРОЙСТВО, МАЛОШУМЯЩИЙ УСИЛИТЕЛЬ, БОРТОВОЙРАДИОЛОКАТОР, СМЕСИТЕЛЬ, ВЫСОКОЧАСТОТНЫЙ ПРИЕМНЫЙ ТРАКТ.
Объектом разработки является высокочастотный трактприемного устройства и экспериментальное исследование его характеристик.
Область применения высокочастотного приемного тракта –приемо-передающий модуль бортового радиолокатора.
Дипломная работа выполнена в текстовом редактореMicrosoft Word 98.
Содержание
Введение
1. Анализтехнических требований
1.1.Выборструктурной схемы приемника
1.2 Структуразондирующего сигнала
1.3 Пассивныепомехи
1.4 Расчетчувствительности приемного устройства
1.5 Выборсредств обеспечения избирательности приемника
1.6 Расчеткоэффициента усиления приемного устройства
1.7 Выборфункциональной схемы приемного устройства
2. Расчетпреселектора
2.1 Выборсхемы малошумящего усилителя
2.2 Выборэлементной базы
2.3 Расчетсхемы малошумящего усилителя
2.4 Расчетмикрополосковой линий
3. Расчетсмесителя
3.1 Выборсхемы смесителя
3.2 Выборэлементной базы
3.3 Расчетсмесителя
4. Результатыэкспериментального исследования
4.1 Результатыисследования малошумящего усилителя
4.2 Результатыисследования смесителя
4.3 Результатыисследования приемника
5. Организационно-экономическаячасть
5.1 Технико-экономическоеобоснование работы
5.2 Планированиеработ
5.3 Расчетстоимости разработки ВЧ тракта
6. Охранатруда
6.1 Обеспечениебезопасности работающих
6.1.1 Характеристикаусловий труда
6.1.2 Обеспечениебезопасности труда
6.2 Экологичностьпроекта
6.3 Чрезвычайныеситуации
7. Заключение
Списокиспользуемых источников
Приложение А
Приложение B
Приложение С
Приложение D
Приложение E
Приложение F
Приложение Н
Введение
В настоящее время приемо-передающие устройства СВЧиспользуются для решения чрезвычайно большого круга задач. Они широкоприменяются в радиолокации, системах космической связи, радиоастрономии,системах высококачественного телевидения. Так, например, созданный отечественнымиспециалистами радиолокационный комплекс для космических исследований, в составкоторого входит приемо-передающее устройство используется при изучении планетВенеры, Меркурия, Марса и Юпитера. Радиолокация позволяет получить более точныеданные о расстоянии до планет и о скорости их вращения вокруг собственных осей,а так же информацию о структуре атмосферы и поверхности планет.
Приемо-передающие устройства в составе радиолокационныхстанций и комплексов большое применение находят также в военном деле. Так,например, в авиации современные самолеты оборудуются большим количествомрадиолокационных устройств. К ним относятся: панорамный радиолокатор,радиовысотомер, радиолокатор защиты хвоста самолета, радиолокационныйбомбардировочный прицел, аппаратура слепой посадки. Наряду с бомбардировочнымприцелом (или вместо него) на самолете может быть установлена радиолокационнаястанция наведения ракет класса “воздух-земля”. В бортовое оборудование ракеттакже входят радиолокационные устройства. В Военно-морском флоте военныекорабли оснащаются разнообразными радиолокационными устройствами. К нимотносятся: радиолокационные станции обнаружения надводных кораблей и воздушныхцелей, станции управления оружием, радионавигационные средства.
В войсках ПВО радиолокационная техника применяется дляполучения информации о средствах воздушного нападения противника, дальности,азимуте, угле места и скорости цели. Радиолокационные станции широко применяютсяв аппаратуре орудийной наводки. Такие станции достаточно точно определяют месторасположения батарей противника по траектории снарядов или мин.
Наземные войска также используют радиолокационныестанции (РЛС) для обнаружения танков, автомобилей и другой наземной техникипротивника.
В современных условиях значительно больше вниманияуделяется радиолокационным станциям наведения ракет. Из зарубежной литературывидно [1], что противовоздушная и особенно противоракетная оборона требуетиспользования специальных радиолокационных комплексов, которые должны включатьв себя несколько автоматических и полуавтоматических РЛС различного назначенияи стартовое оборудование управляемых антиракет.
Приведенный выше краткий перечень показывает, чтосовременная наука и техника очень широко использует самые разнообразные СВЧустройства, в состав которых входят приемо-передающие модули.
По сравнению с аппаратурой, работающей на длинных,средних, коротких и ультракоротких волнах, радиоприемные устройства СВЧобладают рядом особенностей [2,3]. Так, в диапазоне СВЧ уровень внешних помехчрезвычайно мал, если, конечно, помехи не создаются преднамеренно. Основнуюроль играют внутренние шумы, которые ограничивают чувствительностьрадиоприемного устройства. В связи с этим в радиоприемных устройствах диапазонаСВЧ большое внимание уделяется уменьшению шумов всех элементов:частотно-избирательных систем, усилителей, преобразователей частоты и др.Первые каскады радиоприемного устройства обязательно должны быть малошумящими[4]. Отметим, что создание малошумящих усилителей СВЧ – одна из важнейшихпроблем современной радиоприемной техники. Так как приемо-передающий модульпредназначен для работы в составе бортового радиовысотомера, расположенноговнутри летательного аппарата, то возможности увеличения мощности передатчика иразмеров антенны для повышения дальности ограничены заданным весом и размерамиаппаратуры. Поэтому для повышения чувствительности и уменьшения коэффициенташума следует применить малошумящий усилитель. Использование малошумящих усилителейпозволяет при сохранении дальности в несколько раз снизить мощностьпередатчика, повысив тем самым его надежность, и при этом получить выигрыш вобщем весе аппаратуры [5].
1. Анализ технических требований
1.1 Выбор структурной схемы приемника
Структурные схемы приемных устройств различаютсяпрежде всего построением тракта высокой частоты.
Наиболее простым является принцип построения приемникапрямого детектирования. Входная цепь в виде резонансной системы или фильтраобеспечивает частотную избирательность. Принципиальным моментом являетсяотсутствие усиления сигнала до детектора, ведущее к серьезному упрощениюустройства приемника, но одновременно обуславливающее его низкуючувствительность и избирательность.
Схема приемника прямого усиления отличается наличиемусилителя радиочастоты (УРЧ) и, как следствие, значительно большимичувствительностью и избирательностью. Входная цепь и избирательные цепи УРЧнастроены на частоту принимаемого радиосигнала, на которой и осуществляетсяусиление, причем входная цепь обеспечивает предварительную, а УРЧ основнуючастотную избирательность и значительное усиление сигнала. При необходимостиполучения большого усиления УРЧ может содержать несколько каскадов, чтосопряжено со снижением его устойчивости и общей избирательности приемника.Трудности, связанные с многокаскадностью УРЧ, позволяет устранить в принципеиспользование регенеративных и сверхрегенеративных усилителей, обеспечивающихбольшее усиление на каскад. Однако такие усилители обладают повышеннымиискажениями, относительно низкой устойчивостью по отношению к дестабилизирующимфакторам, повышенной вероятностью паразитного излучения. По этой причине ониприменяются редко. При любых типах используемых УРЧ полностью преодолетьприсущие схеме прямого усиления недостатки не удается, поэтому в настоящеевремя такие приемники с фиксированной настройкой применяются практически лишь вмикроволновом и оптическом диапазоне.
Существенное улучшение большинства показателейприемного устройства достигается на основе принципа преобразования частотыпринимаемого сигнала – переноса его в частотную область, где он может бытьобработан с наибольшей эффективностью. Почти все радиолокационные приемникистроятся по супергетеродинному принципу. Отраженный сигнал, подвергнутыйнезначительному усилению или вообще без усиления, преобразуется в сигналпромежуточной частоты путем смешивания с сигналом гетеродина. Перенос сигналана более низкую фиксированную частоту имеет следующие преимущества: возможностьвысокого устойчивого усиления за счет ослабления роли паразитных обратныхсвязей; сужение полосы пропускания без усложнения фильтрующих цепей;относительная полоса частот, занимаемая полезным сигналом, на промежуточнойчастоте получается больше, а это упрощает фильтрацию. Однако преобразованиечастоты обуславливает и ряд особенностей супергетеродинного приема, требующихпринятия специальных мер для нейтрализации их отрицательного влияния напоказатели и характеристики приемного устройства. К таким особенностямотносятся: образование побочных каналов приема, по которым в тракт приемногоустройства проникают различные помехи; влияние нестабильности частотыгетеродина на настройку приемника; возможность излучения колебаний гетеродиначерез приемную антенну.
В связи с выше изложенным материалом приемник будемреализовать по супергетеродинной схеме с двойным преобразованием частоты.Первое преобразование – перенос спектра сигнала на 5 МГц, для выделения фазоманипулированногосигнала (ФКМ), второй режим работы станции. Второе преобразование частоты –перенос спектра сигнала на нулевую промежуточную частоту, для выделения дальномернойчастоты и фазы сигнала, первый режим работы станции.
1.2 Структура зондирующего сигнала
Зондирующий сигнал представляет собой непрерывныйсигнал с несимметричным пилообразным законом модуляции частоты. Причем несущаячастота меняется с частотой 5 МГц, разница между несущими частотами 808 МГц,это предназначено для развязки передатчика и приемника, т.е когда передатчикизлучает одну частоту, то приемник настроен на другую частоту. Структураизлученного и отраженного сигнала представлена на рисунке 1.1.
/>
Рисунок 1.1 Структура излученного и отраженного сигнала.
После смесителя, на входе разрабатываемого приемникабудут возникать биения с частотой 808МГц+fд+fдоп. Для определениядальности до целей нужно выделить fд и компенсировать fдоп,чтобы он не влиял на точность измерений. Методы компенсации рассмотрены впункте 1.3. В результате расчетов получилось, что fдоп=24 кГц, fд– дальномерная частота от 6 кГц до 160 кГц, т.е. приемник должен выделятьчастоты от 6 кГц до 160 кГц и компенсировать допплеровскую частоту. На выходеприемника все сигналы должны иметь одинаковую амплитуду, для этого сигналы сразных дальностей нужно выровнять в приемнике. Так как мощность отраженногосигнала обратно пропорциональна четвертой степени расстояние до цели, то длявыравнивания сигналов на выходе приемника по напряжению нужно, чтобы промежуточныйтракт по второй промежуточной частоте имел передаточную характеристику с наклоном+12 дБ/окт в полосе частот от 6 кГц до 160 кГц. Такой наклон реализуетсядвухполюсным активным RC-фильтром.
1.3 Пассивные помехи
Спектр мешающих отражений определяется характеристикойнаправленности антенны, а также взаимным –перемещением радиолокатора и мешающихобъектов.
Такой подход к спектрам мешающих сигналов являетсянаиболее общим, так как включает и все случаи движения радиолокатора поповерхности и над поверхностью земли. В этом случае характеристикинаправленности должна учитывать все боковые лепестки, по которым тожепроисходит прием мешающих сигналов. Вследствие перемещения радиолокатораотносительно поверхности земли отраженные от этой поверхности сигналы, а такжесигналы всех целей, расположенных на поверхности земли, получают допплеровскиеприращения частоты и образуют широкий шумоподобный спектр помех земли. Этотспектр имеет три характерные области:
отражения от поверхности земли, приходящие поглавному лепестку характеристики направленности,
отражения от поверхности земли, приходящие по боковымлепесткам характеристики направленности,
пассивные помехи на линии высоты.
Отражения, соответствующие главному лепестку, будутнаиболее интенсивными. Ширина и положение спектра частот этих отражений зависятот формы главного лепестка (особенно его ширины) и от направления максимумаизлучения относительно вектора путевой скорости. Отражения, соответствующиебоковым лепесткам, менее интенсивны, но занимают полосу частот />. Мешающие отражения от земной поверхностинепосредственно под самолетной РЛС называются пассивными помехами на линиивысоты. При зеркальном отражении от гладкой поверхности эти помехи могут бытьсильными, они имеют относительно небольшую спектральную ширину и нулевуюдопплеровскую частоту.
В приложение А приведен спектр пассивных помех. Изграфика видно, что наиболее интенсивные помехи будут около допплеровскойчастоты 24 кГц. Причем спектральная плотность помехи будет равна pп=–82дБ/Вт относительно полосы 1 Гц. При полосе 24 кГц мощность помехи будет равна(размерностьвеличин в децибелах):
Рп= pп + Df=(-82)+43=-39 дБ/Вт
Соответственно при мощности сигнала Рс=–150 дБ/Втперегрузка составит (мощность помехи вычесть мощность минимального сигнала):
150-39=111 дБ
Эти помехи как правило отфильтровываются с помощьюотдельного режекторного фильтра. Как было сказано выше фильтр высоких частот снаклоном +12 дБ/окт обеспечивает перегрузку в 60 дБ. Соответственно глубинарежекции фильтра должна быть как минимум 51 дБ.
Сформулируем требования к режекторному фильтру.
полоса режекции по уровню –20 дБ должна около 48 кГц,чтобы перекрыть весь спектр помех, возникающих в следствии эффекта Допплера,
полоса режекции по уровню –3 дБ должна быть не более60 кГц, чтобы режекторный фильтр не подавлял дальномерные частоты,
глубина режекции, минимум 8 дБ, возьмем с запасом55-60 дБ,
центральная частота 5 МГц, так как на первой промежуточнойчастоте 808 МГц нереально спроектировать фильтр с такой узкой относительной полосойрежекции около 0,006 %.
Компенсации влияния движения носителя, т.е чтобыдопплеровские частоты не вносили ошибку в измерение дальности, когда заранееизвестна скорость носителя, а значит допплеровская частота, можно добитьсясмещением промежуточной частоты радиолокационного сигнала на величину, равнуюсредней допплеровской частоте спектра помех fд ср=24 кГц. Сместить частотупроще у второго гетеродина с частотой 5 МГц, чем первого с частотой 808 МГц.
1.4 Расчет чувствительности приемного устройства.
Чувствительность приемника определяется минимальнонеобходимой мощностью сигнала на входе приемника, при которой обеспечиваетсянеобходимое соотношение сигнал/шум на выходе приемника. В данном случае тангенциальнаячувствительность Рс/Рш=1. Чувствительность приемника определяется по формуле:
/>(1.4.1)
где />-чувствительность приемника,
/>-постоянная Больцмана,
/> -стандартная температура приемника,
Δf – полоса пропускания приемника,
N – коэффициентшума приемника,
D=1 –постоянный коэффициент различимости.
Преобразуем формулу 1.4.1 в случае определениячувствительности в децибелах относительно ватта, получим:
/>(1.4.2)
где N – коэффициент шума приемника, выраженныйв децибелах,
Δf – полоса пропускания приемника,выраженная в децибелах относительно одного герца,
-203,8 – постоянное слагаемое.
Из формулы 1.4.2 видно, что чувствительность зависитот полосы пропускания приемника и коэффициента шума. Полоса пропускания Δfзадается в техническом задание, значит разработчик может обеспечитьзаданную чувствительность применяя МШУ с достаточно низким коэффициентом шума.Тогда коэффициент шума определяется:
/>(1.4.3)
N=203,8+(-150)-47,8=6дБ
где />-требуемаячувствительность приемника,
Δf=47,8дБ/Гц — полоса пропусканияприемника, выраженная в децибелах относительно одного герца.
Следовательно коэффициент шума приемника не должен превышать6 дБ.
Для типичного супергетеродинного приемника, приемныйтракт которого включает усилитель радиочастоты (УРЧ), преобразователь частоты(ПЧ) и усилитель промежуточной частоты (УРЧ) коэффициент шума приемникаопределяется по следующей формуле [6]:
/>(1.4.4)
где /> -коэффициенты шума УРЧ, ПЧ и УПЧ,
/> -коэффициенты усиления по мощности УРЧ и ПЧ,
/>-суммарные потери пассивных элементов, стоящих перед УРЧ.
Анализируя формулу 1.4.4 можно сделать вывод, что дляполучения минимального возможного коэффициента шума приемника необходимо применитьмалошумящий усилитель (МШУ) в качестве УРЧ, причем усиление МШУ должно бытьдостаточно большим, около 20 дБ. В этом случае в формуле следующие слагаемыебудут малыми, следовательно ПЧ и УПЧ будут мало влиять на коэффициент шумаприемника. Т.е. коэффициент шума приемника будет определяться коэффициентомшума МШУ. Причем коэффициент шума МШУ не должен превышать 3 дБ, так какполовина коэффициента шума приемника в первом приближении отводиться на МШУ,вторая половина отводиться на потери в пассивных элементах, стоящих перед МШУ.
1.5 Выбор средств обеспечения избирательностиприемника
В супергетеродинных приемниках частотнаяизбирательность определяется в основном ослаблениями зеркального Seзк исоседнего канала Seзк. В приемниках с двойным преобразованием частотырационально выбирать частоту настройки 1-ого гетеродина выше частоты сигнала.
При этом вычитаются вызванные однозначными уходамичастот 1-ого и 2-ого гетеродинов изменения второй промежуточной частоты fп2.Для обеспечения однозначности уходов частоты 1-ого и 2-ого гетеродинов можнообразовать эти частоты путем умножения частоты общего задающего генератора, приэтом использовать один кварцевый резонатор для стабилизации частот 1-ого и2-ого гетеродинов. При такой расстановке частот, могут появиться зеркальнаяпомеха относительно частоты 1-ого гетеродина fзк1=fc+2fп1 и помехаfзк2=fc-2fп2, которая после первого преобразования частоты превращается вfп1+2fп1 и становиться зеркальной относительно частоты 2-ого гетеродина. Помехаfзк1 должна быть ослаблена в преселекторе. Помеха fзк2 может быть ослаблена впреселекторе и в УПЧ-1, но так как fп2
В нашем случае частота сигнала fc=808 МГц, перваяпромежуточная частота fп1=5 МГц, следовательно первая зеркальная помеха будетна частоте:
fзк1=fc+2fп1=808+2·5=818 МГц – эта помеха должнакак сказано выше должна подавляться в преселекторе до смесителя.
Вторая помеха, которая после преобразования частотыстановиться зеркальной относительно частоты 2-ого гетеродина, расположенадостаточно близко к частоте принимаемого сигнала, поэтому в преселекторе существенноне ослабляется.
Рассмотрим средства обеспечения избирательности попервой зеркальной помехе.
По техническому заданию предъявлены следующие требования:
полоса пропускания по уровню –3 дБ — />МГц,
полоса пропускания по уровню –50дБ — />МГц.
Эти технические требования должны реализоваться впреселекторе.
Для обеспечения высокой селекции применим фильтр наповерхностно-акустических волнах (ПАВ-фильтр), т.к. требуется узкаяотносительная полоса пропускания – 1,8 %, коэффициент прямоугольности – 2,7 поуровням (60/3) дБ, высокая рабочая частота 808МГц. Фильтр должен бытьреализован на базе технологии ИМС. Выбор произведен по данным источника(таблица 1.1 [7] ).
ПАВ-фильтр состоит из передающего и приемного преобразователей,трансформирующих электрический сигнал в акустическую волну на входе и обратнона выходе устройства. Средой для поддержания ПАВ служит пьезоэлектрическийзвукопровод, на полированной рабочей поверхности которого располагаютсяпреобразователи. Поскольку большинство типов преобразователей ПАВ обладаетдвунаправленностью излучения, то во избежание паразитных отражений на торцызвукопроводов наносят поглотители. В результате многократных отражений от краевэлектродов и несогласованности фильтра с внешними нагрузками возникают волны,отраженные от преобразователей. Известно, что наибольшие искаженияхарактеристик фильтра вызывают сигналы тройного прохождения. Но т.к. РЛСработает в режиме непрерывного излучения, то этот эффект мало влияет наточность измерений.
Один ПАВ-фильтр поставим перед МШУ для селекциивнешних помех и предохранения МШУ от перегрузки.
Из определения коэффициента шума N четырехполюсникаследует, что шумы зеркального канала, так называемые зеркальные шумы, в режимеоднополосного приема увеличивают N, поскольку мощность этих шумов попадает навыход смесителя и не может быть отнесена к мощности шумов источника сигнала.При использовании широкополосного МШУ перед смесителем зеркальные шумызначительно (примерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как ихмощность в этом случае равна приблизительно половине общей мощности шумов навыходе приемника. Поэтому второй ПАВ–фильтр поставим после МШУ, для подавлениязеркальных шумов на его выходе.
Таким образом исходя из выше приведенных соображенийможно сформулировать технические требования для ПАВ-фильтра:
центральная частота 808 МГц,
полоса пропускания />МГц,
полоса пропускания по уровню –25дБ — />МГц, так в преселекторе стоит дваПАВ-фильтра, то они обеспечат избирательность при расстройке ±20 МГц — 50 дБ, что требуется в техническом задание.
прямые потери не более 0,2-0,5 дБ, чтобы фильтр несильно увеличил коэффициент шума приемника.
Рассмотрим средства обеспечения избирательности повторой зеркальной помехе, она будет в диапазоне частот от 807,840 МГц до 808МГц. После первого преобразование частоты спектр помехи перенесется на частотыот 4,840 МГц до 5 МГц.
Простейшим и часто используемым методом решения этойзадачи является использование на выходе смесителя фильтра того или иного типа,затухание которого в полосе частот сигнала мало (L13..15 дБ). Однако при промежуточной частоте 5МГц и при полосе частот сигнала 160 кГц, у фильтра относительная полосапропускания должна быть около 3,2 % и коэффициент прямоугольности около 1,5 поуровням (20/3)дБ. Создание LC-фильтра с такими параметрами трудно инецелесообразно вследствие большой добротности катушек и температурнойнестабильности элементов. Применение пьезоэлектрических и пьезокерамическихфильтров также неоправданно из-за дороговизны разработки и производства этихфильтров.
Применение УПЧ с настроенными контурами, сдвухконтурными каскадами, с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, содноконтурными каскадами, настроенными на три частоты и т.п., конструктивно неприемлемоиз-за большого числа каскадов 7-8, также из-за сложностей настройке.
При третьем методе подавление зеркального каналаприменяют схему фазового подавления зеркального канала. Преобразователь скомпенсацией помех зеркального канала можно построить по схеме, приведенной нарисунке 1.2. Принцип работы такого двухканального компенсатора с фазовым подавлениемсостоит в том, что принимаемый сигнал в разных каналах имеет одинаковую фазу ипри суммирование в общем тракте удваивается, а зеркальные помехи противоположныпо фазе и компенсируют друг друга./> />
Рисунок 1.2.Схема двухканального компенсатора сфазовым подавлением.
Напряжение от гетеродина uг=Uгcos(ωгt+φг)подается на смесители См1 и См2. Напряжение сигнала основного канала uс=Uсcos(ωсt+φс)и зеркального канала uзк=Uзкcos(ωзкt+φзк)подаются на смеситель См1 непосредственно и на смеситель См2 черезфазовращатель Фв1 со сдвигом по фазе на 900. В качестве основногоканала принят сигнал на частоте fc=fг-fпр, вкачестве зеркального fзк=fг+fпр. На выходе См1после фильтра ФПЧ будет выделяться напряжение промежуточной частоты основного изеркального каналов:
uс1=UсKпcos[(ωг-ωс)t+φг-φс],
uзк1=UзкKпcos[(ωзк-ωс)t+φзк-φг].
Здесь Kп-коэффициент передачи смесителявместе с фильтром ФПЧ.
На выходе См2 (коэффициент передачи фазовращателяполагается равным единице)
uс2=UсKпcos[(ωг-ωс)t+φг-(φс+900)],
uзк2=UзкKпcos[(ωзк-ωс)t+φзк+900-φг].
После фазовращателя Фв2 фаза сигнала uс2оказывается такой же, как у uс1 (φс1=φс2=φг-φс),а фаза помехи uзк2 отличается от фазы uзк1 на 900.При одинаковых коэффициентах передачи трактов смесителей напряжение сигнала на выходесумматора имеет удвоенную амплитуду, а напряжение зеркальной помехи взаимнокомпенсируется и на выходе отсутствует.
В принципе в компенсаторе можно не использовать Фв1,тогда на смесители должно подаваться напряжение гетеродина с взаимным фазовымсдвигом 900. Также технически проще реализовать взаимный фазовыйсдвиг 900после смесителей, если поставить в обе цепи фазовращатели,чем обеспечить фазовый сдвиг 900только в одной ветви схемы.
1.6 Расчет коэффициента усиления приемногоё устройства
В техническом задании задана эффективное значениевыходного сигнала Uэф=0.3 В, рассчитаем необходимый коэффициент усиленияприемного тракта.
Зная минимальную мощность входного сигнала рассчитаемкоэффициент усиления.
/>(1.6.1)
где Рcmin –чувствительность приемника,
R=50 Ом– сопротивление нагрузки по входу,
Uвых=0,3 В – напряжение выходного сигнала.
По формуле 1.6.1 получаем.
/>дБ
1.7 Выбор функциональной схемы приемного устройства
Исходя из выше приведенных соображений произведемвыбор функциональной схемы приемного устройства.
В преселекторе для увеличения динамического диапазонапоставим схему ослабления сигнала, состоящих из двух переключателей в однойветви стоит МШУ, а в другой ветви аттенюатор. При измерении большой дальности — сигнал слабый, тогда в цепь включен МШУ, при измерении малой дальности — сигналсильный, тогда в цепь включен аттенюатор, что позволяет увеличить динамическийдиапазон на величину Кмшу+Lа, где Кмшу — коэффициент усиления МШУ, Lа — ослабление аттенюатора. В техническомзадании динамический диапазон должен быть 90 дБ, приемник обеспечивает 68 дБ,следовательно, ослабление аттенюатора для обеспечения заданного динамическогодиапазона должно быть не менее 12 дБ, это значение взято с запасом.
Потери в переключателях должны быть не более 2,5 дБ,так как суммарные потери в пассивных элементах, стоящих перед МШУ должны бытьне более 3 дБ, а прямые потери в ПАВ-фильтре не более 0,5 дБ.
Исходя из выше изложенных соображений, преселекторбудет состоять из следующих блоков: ПАВ-фильтр (ПФ), переключатель (SPDT), МШУ,переключатель (SPDT), ПАВ-фильтр (ПФ). Коэффициент усиления по мощности преселектораравен:
К=Кмшу-2(Lпер+Lф)=20-2(2,5+0,5)=14дБ
где Кмшу – коэффициент усиления МШУ,
Lпер,Lф – прямые потери впереключателе и в ПАВ-фильтре.
Преобразователь частоты (ДБС) по первой промежуточнойчастоте поставим после преселектора. Схема должна иметь два выхода: один – длявыделения ФКМ-сигнала, второй для дальнейшей обработки сигнала, для выделениядальномерной частоты и фазы сигнала. Коэффициент усиления транзисторныхсмесителей в интегральном исполнение около 10 дБ.
Для подавление пассивных помех после смесителяпоставим режекторный фильтр (ПЗФ), технические требования на которыйсформулированы в пункте 1.3.
Для переноса спектра сигнала на вторую промежуточнуючастоту и подавления зеркального канала применим схемы двухканального компенсаторас фазовым подавлением зеркального канала, его схема и принцип работырассмотрена в пункте 1.5. Перед фазовращателями поставим фильтр верхних частот(ФВЧ) с наклоном АЧХ +12 дБ/окт.
Из практики известно, что на транзисторные смесителиподается мощность гетеродина примерно –30 дБ/Вт, следовательно, мощностьсигнала должна быть на входе смесителя не более –40 дБ/Вт, чтобы не былонелинейных искажений, что влечет появления второй, третьей и т.д. гармоник, азначит появление ложных целей.
Тракт низкой частоты охватим цепью АРУ для компенсациифлуктуации сигналов от целей. Флуктуация целей составляет примерно 20 дБ,поэтому АРУ должно иметь глубину регулировки не менее 20 дБ. АРУ реализуем спомощью введения в схему управляемых аттенюаторов (УА). Последний каскад трактанизкий частоты (УНЧ) сделаем с ручной регулировкой усиления, для установленияуровня выходного сигнала. После управляемых аттенюаторов поставим усилительныйограничительный каскад, для того чтобы сильная помеха на входе приемника неперегрузила последние каскады приемника. Ограничитель сделаем симметричным,потому что при ограничение сигнала будут появляться только нечетные гармоники иих мощность много меньше, чем мощность первой гармоники, т.е. полезногосигнала, поэтому ложных целей не будет.
Функциональная схема приемника приведена в приложенииВ.
2. Расчет преселектора
2.1 Выборсхемы малошумящего усилителя
В соответствии с выше приведенными соображенияминеобходимо, чтобы малошумящий усилитель отвечал следующим техническим требованиям:
коэффициент усиления не менее 20 дБ;
коэффициент шума не более 3 дБ;
динамический диапазон не менее 90 дБ,
центральная частота 808 МГц.
кроме этого имел высокую стабильность характеристик,высокую надежность работы, малые габариты и вес.
Принимая во внимание предъявляемые к малошумящемуусилителю требования, проведем рассмотрение возможных вариантов решения поставленнойзадачи. При рассмотрении возможных вариантов учтем те условия, в которых будетэксплуатироваться приемо-передающий модуль (размещение на борту летательногоаппарата и воздействие внешних факторов, таких как перепад температур,вибрации, давление и т.д.). Проанализируем малошумящие усилители, выполненные сприменением различной элементной базы.
Самыми малошумящими из усилителей СВЧ являются внастоящее время квантовые парамагнитные усилители (мазеры), которые характеризуютсячрезвычайно низкими шумовыми температурами (менее 20оК) и, какследствие, весьма высокой чувствительностью. Однако в состав квантовогоусилителя входит криогенная система охлаждения (до температуры жидкого гелия4,2оК), имеющая большие габариты и массу, высокую стоимость, а такжегромоздкую магнитную систему для создания сильного постоянного магнитного поля.Все это ограничивает область применения квантовых усилителей уникальнымирадиосистемами – космической связи, дальней радиолокации и т.п.
Необходимость миниатюризации радиоприемных устройствСВЧ диапазона, повышения их экономичности, уменьшения стоимости привели к интенсивномуприменению малошумящих усилителей на полупроводниковых приборах, к которымотносятся полупроводниковые параметрические, на туннельных диодах и транзисторныеусилители СВЧ.
Полупроводниковые параметрические усилители (ППУ)работают в широком диапазоне частот (0,3…35ГГц), имеют полосы пропускания от долейдо нескольких процентов от центральной частоты (типичные значения 0,5…7%, номогут быть получены полосы до 40%); коэффициент передачи одного каскададостигает 17…30дБ, динамический диапазон входных сигналов 70…80дБ. В качествегенераторов накачки используются генераторы на лавинно-пролетных диодах и надиодах Ганна, а также на транзисторах СВЧ (с умножением и без умножениячастоты). Полупроводниковые параметрические усилители являются самымималошумящими из полупроводниковых и вообще из всех неохлаждаемых усилителейСВЧ. Их шумовая температура находится в интервале от десятков (на дециметровыхволнах) до сотен (на сантиметровых волнах) градусов Кельвина. При глубокомохлаждении (до 20оК и ниже) по шумовым свойствам они сравнимы сквантовыми усилителями. Однако система охлаждения увеличивает габариты, массу,потребляемую мощность и стоимость ППУ. Поэтому охлаждаемые ППУ находят применениев основном в наземных радиосистемах, где требуются высокочувствительныерадиоприемные устройства, а габариты, масса, потребляемая мощность не столь существенны.
К достоинствам ППУ по сравнению с усилителями натуннельных диодах и транзисторах СВЧ помимо лучших шумовых свойств следуетотнести способность работать в диапазоне более высоких частот, большее усилениеодного каскада, возможность быстрой и простой электронной перестройки почастоте (в пределах 2…30%). Недостатками ППУ являются наличие СВЧ-генераторанакачки, меньшая полоса пропускания, большие габариты и масса, значительнобольшая стоимость, в отличие от транзисторных усилителей СВЧ.
Усилители на туннельных диодах имеют по сравнению сдругими полупроводниковыми усилителями меньшие габариты и массу, определяемыеглавным образом габаритами и массой ферритовых циркуляторов и вентилей, меньшийуровень потребляемой мощности и широкую полосу пропускания. Они работают вдиапазоне частот 1…20ГГц, имеют относительную полосу пропускания 1,7…65%(типичные значения 3,5…18%), коэффициент передачи одного каскада 6…20дБ,коэффициент шума 3,5…4,5дБ на дециметровых волнах и 4…7дБ на сантиметровых,динамический диапазон входных сигналов составляет 50…90дБ. Усилители натуннельных диодах применяются в основном в устройствах, где на малой площадинеобходимо разместить большое количество легких и малогабаритных усилителей,например в активных фазированных антенных решетках. Однако в последнее времяусилители на туннельных диодах из-за присущих им недостатков (сравнительновысокий коэффициент шума, недостаточный динамический диапазон, малаяэлектрическая прочность туннельного диода, сложность обеспечения устойчивости,необходимость развязывающих устройств) интенсивно вытесняются транзисторными усилителямиСВЧ.
Основные преимущества полупроводниковых малошумящихусилителей – малые габариты и масса, малое энергопотребление, большой срокслужбы, возможность построения интегральных схем СВЧ – позволяют использоватьих в активных фазированных антенных решетках и в бортовой аппаратуре. Причемнаибольшую перспективу имеют транзисторные усилители СВЧ.
Успехи в развитии физики и технологии полупроводниковсделали возможным создание транзисторов, обладающих хорошими шумовыми иусилительными свойствами и способных работать в диапазоне СВЧ. На основе этихтранзисторов были разработаны СВЧ малошумящие усилители.
Транзисторные усилители в отличие от усилителей наполупроводниковых параметрических и туннельных диодах являются нерегенеративными, поэтому обеспечить их устойчивую работу значительно проще,чем, например, усилителей на туннельных диодах.
В МШУ СВЧ применяются малошумящие транзисторы, какбиполярные (германиевые и кремниевые), так и полевые с барьером Шоттки (накремнии и арсениде галлия). Германиевые биполярные транзисторы позволяютполучить меньший коэффициент шума, чем кремниевые, однако последние болеевысокочастотны. Полевые транзисторы с барьером Шоттки превосходят биполярныетранзисторы по усилительным свойствам и могут работать на более высоких частотах,особенно арсенид-галлиевые транзисторы. Шумовые характеристики на относительнонизких частотах лучше у биполярных транзисторов, а на более высоких – уполевых. Недостатком полевых транзисторов являются высокие входное и выходноесопротивление, что затрудняет широкополосное согласование.
Чтобы транзистор работал в диапазоне СВЧ, надо сильносократить размеры его активных областей (особенно базы, затвора), а такжеминимизировать паразитные элементы р-п-переходов и реактивности корпуса и выводов.Это, естественно, связанно со значительными технологическими трудностями.Теоретический предел усиления биполярных транзисторов 10…15ГГц, а полевыхтранзисторов с барьером Шоттки на арсениде галлия – примерно 90ГГц. Биполярныетранзисторы применяются в основном на частотах до 4…5 ГГц, полевые транзисторы– на частотах выше 8 ГГц, а в промежуточной области частот используются и те, идругие транзисторы.
В настоящее время транзисторные МШУ СВЧизготавливаются в основном в виде гибридных интегральных схем на диэлектрическихподложках с навесными активными элементами. Транзисторы используются как в корпусном,так и в бескорпусном исполнении. Бескорпусные транзисторы по сравнению скорпусными имеют меньшие линейные размеры и в них минимизированы паразитныеэлементы. Такие транзисторы способны работать на более высоких частотах, хотяих монтаж в схему технологически более сложен.
Изложенные выше соображения позволяют наметитьстратегию синтеза малошумящего усилителя на полевом транзисторе, в монолитноминтегральном исполнении.
2.2 Выбор элементной базы
Как сказано выше преселектор состоит из двух полосовыхфильтров, двух переключателей и МШУ. Требуемые технические параметры на этиэлементы изложены ранее. Произведя обзор по отечественной и зарубежнойэлементной базе, были выбраны следующие элементы с параметрами, отвечающиетребуемым техническим параметрами.
Характеристики фильтра М4553-804:
центральная частота — 804 МГц
потери в полосе пропускания — 2.2 дБ
полоса пропускания — 16 МГц
полоса пропускания по уровню – -30дБ – 47 МГц
входное и выходное сопротивление – 50 Ом
Характеристики переключателя SSW-124 [7]:
потери в прямом включении – 0.7 дБ
потери в обратном включении – 50 дБ
время переключения – 3 нс
управляющее напряжение – 5 В
входное и выходное сопротивление – 50 Ом
Характеристики МШУ MGA – 86563 [7]:
коэффициент усиления – 20 дБ
коэффициент шума на частоте 800 МГц – 2 дБ
Характеристики МШУ MGA – 86563 приведены в приложенииС.
2.3 Расчет схемы малошумящего усилителя/> />
Как было выбрано ранее МШУ построим на основемодуля MGA – 86563. Схема электрическая принципиальная приведена на рисунке2.1. Типовая схема включения приведена на рисунке 2.2[7]:
Рисунок 2.1 Схема электрическая принципиальнаяMGA-86563./> />
Рисунок 2.2 Типовая схема включения
В схеме включения в качестве линии передачи используютсямикрополосковые линии. На входе и выходе микросхемы включены разделительныеконденсаторы С1 и С2, для подавления постоянной составляющей напряжения.Номиналы конденсаторов С1 и С2 выбираются таким образом чтобы на рабочейчастоте они имели сопротивление на порядок меньше чем сопротивлениемикрополосковой линии 50 Ом, т.е. порядка несколько Ом. Номиналы емкостей С1,С2 рассчитываются по формуле 2.3.1:
/>(2.3.1)
где ωо – рабочая частота, рад/сек.
По формуле 2.1. получаем что С1=С2 > 39 пФ.
Возьмем номинал конденсатора из стандартного рядаС1=С2=100 пФ. Сопротивление нагрузки R1 возьмем из рекомендаций, т.е. R1=50 Ом.Напряжение питания микросхемы 6 В.
В цепи питания стоят два фильтра, один фильтробразованный С3 и L2 предназначен для устранения паразитной обратной связи попервой промежуточной частоте 5 МГц по цепям питания. Индуктивность L2 рассчитываетсяпо формуле 2.3.2, исходя из того что сопротивление индуктивности на 5 МГц былобольше 100 Ом:
/>(2.3.2)
/>
где fпр= 5 МГц – первая промежуточная частота.
Выбираем L2= 10 мкГн.
Емкость конденсатора С3 рассчитывается по формуле2.3.3:
/>(2.3.3)
/>
где R=100 Ом – сопротивление индуктивности на частоте5 МГц
Выбираем из ряда номинальных величин С3=0,047 мкФ
Другой фильтр, образованный С4 и четвертьволновымзамкнутым шлейфом, предназначен для устранения паразитной обратной связи по высокойчастоте 808 МГц по цепи питания. Размеры четвертьволнового замкнутого шлейфарассчитаны в пункте 2.4. Номинал конденсатора рассчитывается по формуле 2.3.3,частота задается 808 МГц. Получаем С4=100 пФ.
Индуктивность L1 выбираем рекомендованную дл частоты800 МГц, равную 10 нГн.
2.4 Расчет микрополосковой линий
Обычно применяемая в СВЧ ИС микрополосковая линияпредставляет собой несимметричную полосковую линию, заполненую диэлектриком с высокойотносительной диэлектрической проницаемостью ε. Конструктивно МПЛ выполняютв виде диэлектрической подложки, на одну сторону которой наносят проводящуюполоску в виде пленки металла, а другую полностью покрывают металлическойпленкой, которая служит проводящей (заземленной) поверхностью.
Волновое сопротивление МПЛ W зависит от ε и соотношенияразмеров линии ω/h :
/>(2.4.1)
где W – волновое сопротивление МПЛ,
ε – диэлектрическая проницаемость подложки,
ω – ширина МПЛ,
h – толщина МПЛ.
В качестве подложки используется материалэлектроизоляционный фольгированный МИ1222-1-35-1,5-1 класс толщиной h=0.8 мм ис диэлектрической проницаемостью ε=5.5 [8]. Из формулы 2.4.1 получимтребуемое значение ω для получения заданной величины волновогосопротивления W=50 Ом.
/>(2.4.2)
рассчитаем ω:
/>
МПЛ нуждается в экранировке. Обычно СВЧ ИС дляэкранировки, а также для защиты от механических повреждений помещают вметаллический корпус. Расстояние от его стенок до поверхности подложки сполосковыми проводниками должно быть в 4-5 раз больше толщины подложки, приэтом влияние корпуса на электрические параметры МПЛ будет малым.
Рассчитаем четвертьволновой замкнутый шлейф. Длинаволны в свободном пространстве выражается по формуле 2.4.3:
/>(2.4.3)
где с = 300000 км/c – скорость света,
f=808 МГц – рабочая частота.
/>
Так как длина волны в МПЛ меньше в свободномпространстве, то пересчитаем длину волны, из графика [9] отношениеλо/λв = 2.Тогда длина четверть волнового замкнутого шлейфа равна:
/>(2.4.4)
Ширина четвертьволнового шлейфа та же что и МПЛ, т.е.ω=1.2 мм.
3. Расчет смесителя
3.1 Выборсхемы смесителя
В приемниках длинных, средних, коротких и метровыхволн рационально использовать транзисторные преобразователи частоты. Вприемниках дециметровых волн можно применять преобразователи с транзисторными идиодными (резистивными, туннельными и параметрическими) смесителями. Приемникисантиметровых и миллиметровых волн имеют преобразователи с диоднымисмесителями. В разрабатываемом приемнике рабочая длина волны 37 см, т.е.дециметровый диапазон, тогда по выше приведенным рекомендациям будемосуществлять синтез транзисторного смесителя, так как диодные смесители имеютбольший коэффициент шума и меньший коэффициент усиления что в конечном итогеотразится на уменьшении чувствительности приемника.
Одним из важнейших узлов приемника является смеситель,осуществляющий функцию переноса спектра частот в ту или иную область. В диапазонеСВЧ биполярные транзисторы используются до частот 4..6 ГГц, на более высокихчастотах лучшие показатели имеют ПТШ. В зависимости от схемы построениясмесители делятся на небалансные (НБС), называемые еще однотактными, ибалансные (БС), или двухтактные. Однако НБС в современных приемниках РЛСприменяются весьма редко, так как имеют ряд недостатков по сравнению с БС. Нижерассмотрим преимущества БС. Основным преимуществом является способность подавлятьшум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для получениянизкого коэффициента шума. Наряду с этим БС работает при меньшей мощности гетеродина,имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех определенных частот, атакже позволяет уменьшить мощность гетеродина, просачивающуюся в антенну, чтопозволяет увеличить скрытность работы пассивной РЛС.
Балансные схемы в основном делают в интегральном исполнении[6]. Для балансных преобразователей используются дифференциальные каскады (рисунок3.1)./> />
Коллекторное напряжение на смесительныетранзисторы VT1 и VT2 подано через среднюю точку катушки индуктивности выходногорезонансного контура, настроенного на промежуточную частоту. Токи i1 и i2транзисторов VT1 и VT2 через выходной контур текут встречно, и выходноенапряжение пропорционально их разности. Напряжение гетеродина на смесительныетранзисторы подано через транзистор VT3 синфазно. Поэтому токи i1 и i2 счастотой гетеродина, его гармоник и составляющие токов шумов гетеродина,имеющие в обоих транзисторов одинаковые фазы, взаимно компенсируются и несоздают напряжения в выходных цепях. Под действием напряжения гетеродинаменяется крутизна характеристики каждого из транзисторов VT1 и VT2.
Рисунок 3.1 Схема балансного смесителя.
Напряжение сигнала действует на транзисторы смесителяпротивофазно, поэтому составляющие тока промежуточной частоты также противофазны.Эти токи в выходном контуре текут встречно, поэтому составляющие промежуточнойчасты складываются.
Также в балансном преобразователе, как и в балансномусилителе, происходит компенсация четных гармоник преобразуемого сигнала. В частности,в балансном преобразователе компенсируются помехи с частотами полузеркальныхканалов.
Балансная схема является аналоговым перемножителемнапряжений, построенным по методу переменной крутизны, т.е. на основезависимости крутизны транзистора от тока эмиттера. Такая схема не балансна поодному из напряжений, одно из них проходит на выход. Схема двойного балансногосмесителя для напряжений сигнала и гетеродина приведена на рисунке 3.2.Смеситель построен на основе трех дифференциальных транзисторных пар.Напряжение Uc подано на транзисторные пары VT1, VT2 и VT3, VT4 крутизнахарактеристик которых меняются под действием напряжения Uг с помощьютранзисторов VT5 и VT6. На тразисторы каждой пары напряжение сигнала подаетсяпротивофазно, а напряжение гетеродина – синфазно на оба транзистора одной пары,но противофазно для разных пар. Токи всех транзисторов определяются ГСТ натранзисторе VT7, напряжение на базе которого стабилизировано цепью из резистораR1 и транзистора VT8 в диодном включении.
/> />
Рисунок 3.2. Смеха двойного балансногосмесителя.
Основными параметрами балансного смесителя являются:
Рабочий диапазон частот;
Динамический диапазон;
Коэффициент шума N;
Подавление напряжения входного сигнала на выходе поотношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sс;
Подавление напряжения гетеродина на выходе поотношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sг;
Коэффициент передачи по мощности K.
Рассмотрев различные варианты схемы построениясмесителя остановимся на двойной балансной схеме смесителя в интегральномисполнении.
3.2 Выбор элементной базы
Произведя обзор по отечественной и зарубежной элементнойбазе был выбран наиболее подходящий смеситель. Сверхширокополосный монолитныйинтегральный смеситель М43209, применяется в качестве двойного балансногопреобразователя частоты, имеет следующие параметры [9]:
Рабочий диапазон частот – 15-1000 Мгц;
Динамический диапазон – не менее 80 дБ;
Коэффициент шума N – не более 8 дБ;
Подавление напряжения входного сигнала на выходе поотношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sс – не менее 20 дБ;
Подавление напряжения гетеродина на выходе поотношению к уровню сигнала промежуточной частоты Sг – не менее 20 дБ;
Коэффициент передачи по мощности K – не менее 7 дБ.
3.3 Расчет смесителя
Синтез смесителя как было сказано выше произведем наоснове сверхширокополосного монолитного интегрального смесителя М43209, его схемаприведена на рисунке 3.3.
Возьмем за основу типовую схему включения, но при этомвнесем некоторые изменения. Так как гетеродинный вход дифференциальный, то навход дополнительно включим трансформатор, чтобы можно было использоватьсинфазный сигнал гетеродина, таким образом напряжение на гетеродинах входахбудет противофазно. На сигнальный вход будем сразу подавать противофазныйсигнал с ПАВ – фильтра, так что отпадает необходимость использоватьтрансформатор. На выходе смесителя поставим резонансный контур. Схема включенияприведена рисунке 3.4:
Рисунок 3.3. Схема электрическая принципиальнаяМ43209./> />
/>
Сигнал подается на дифференциальный вход модуля(выводы 6,7 ). Сигнал гетеродина подается также на дифференциальный вход(выводы 1,2 ). Резистор R1 служит для согласования выхода гетеродина и входасмесителя. Конденсаторы С1 и С2 являются разделительными и служат для развязкисмесителя и гетеродина по постоянному току. Номиналы конденсаторов рассчитываютсяпо формуле 2.1, получаем что С1=С2>39 пФ. Возьмем номиналы конденсаторов изстандартного ряда С1=С2=470 пФ. Трансформатор Т1 служит для полученияпротивофазного сигнала. Индуктивность обмоток рассчитывается по формуле 3.2.1:
/>(3.3.1)
где ωо – рабочая частота, рад/сек,
L – индуктивность обмоток.
/> мкГн
На выходе модуля (выводы 10,12) цепочки R3, С3 и R4,С4 является фильтрами нижних частот, предназначенные для фильтрации частоты гетеродинаи несущей. Частота среза фильтра должна быть больше 5 МГц, чтобы не давиласьпромежуточная частота. Возьмем частоту среза fc=80 Мгц. Номиналы резисторовR3=R4=50 Ом, так как микросхема для устойчивой работы должна быть нагружена на50 Ом. Исходя из этого рассчитаем номиналы конденсаторов С3 и С4 по формуле3.2.2:
/>(3.3.2)
где R=R3=R4=50 Ом,
fс=80 МГц – частота среза.
/>Ф
Индуктивность обмоток выберем таким образом, чтобырезонансный контур, состоящий из индуктивности обмоток и С3, С4 были настроенына промежуточную частоту 5 МГц. Соединение обмоток трансформатора Т2,приведенные на рисунке 3.4, обеспечивает симметрию схемы и два несимметричныхвыхода. Индуктивность обмоток рассчитывается по формуле 3.2.3:
/>(3.3.3)
где L – индуктивность обмоток,
С=С3=С4=36 пФ – емкость контура,
fпр=5 МГц – промежуточная частота.
/>Гн
Емкости С5, С6 и индуктивность проводов служатфильтрами по высокой частоте 5 МГц в цепи питания. Индуктивность выбираетсяисходя из условия, что на высокой частоте оно имеет большое сопротивлениепорядка 1000 Ом.
Номиналы емкости рассчитываются по формуле .
/>Ф
Из ряда номинальных величин выбираем С5=С6=470 пФ
Емкость С7 и индуктивность проводов служит фильтромдля низкой частоты в цепи питания. Индуктивность выбирается исходя из условия,что на низкой частоте оно имеет большое сопротивление порядка 1000 Ом. Номиналемкости С7 такой же, что и в цепи питания МШУ, т.е С7=0.047 мкФ.
4. Результаты экспериментального исследования
4.1 Результатыисследования малошумящего усилителя
В результате проведенной работы был исследованмалошумящий усилитель MGA86563.
Исследование АЧХ МШУ производилось с помощью стендаСНПУ-135, прибора для исследования АЧХ Х1-42.Схема соединений для измерения АЧХприведена на рисунке 4.1:/> />
Рисунок 4.1.Схема соединений для измерения АЧХ.
В ходе эксперимента величины корректирующих элементовподобраны так, чтобы обеспечить следующие характеристики.
полоса пропускания – 300 МГц;
центральная частота – 804 МГц;
коэффициент усиления по мощности – 20 дБ.
Измерение коэффициента шума МШУ производилось спомощью генератора шума Я5Х-269, индикатора коэффициента шума типа Я8Х-273.Схемасоединений для измерения коэффициента шума приведена на рисунке 4.2:/> />
Рисунок 4.2. Схема соединений для измерения коэффициенташума.
Получен следующий результат:
коэффициент шума – 1.8 дБ.
Измерение динамического диапазона МШУ производилось спомощью генератора Г4-76А, стенда СНПУ-135, ваттметр поглощаемой мощностиМ3-56. Схема соединений для измерения динамического диапазона приведена нарисунке 4.3:/> />
Рисунок 4.3. Схема соединений для измерениядинамического диапазона
Получен следующий параметр:
динамический диапазон — 92 дБ.
4.2 Результаты исследования смесителя
Исследовался блок построенный на основесверхширокополосного монолитного интегрального смесителя М43209 с избирательнойнагрузкой на выходе, в качестве избирательной нагрузки был использованколебательный контур.
Исследование смесителя производилось с помощью генератораГ4-76А, стенда СНПУ-135, осциллографа С1-65А, вольтметра В3-56. Схемасоединений для измерения коэффициента усиления приведена на рисунке 4.4:
/> />
Рисунок 4.4.Схема соединений для измерениякоэффициента усиления.
В ходе эксперимента были измерены следующие параметры:
— оптимальная мощность гетеродина — –39 дБ/Вт;
— допустимая мощность сигнала, при котором смесительработает в линейном режиме — –30 дБ/Вт;
— максимальный коэффициент усиления по мощности — +10дБ;
/>
Исследование АЧХ производилось с помощью стендаСНПУ-135, прибора для исследования АЧХ Х1-42. Схема соединений для измеренияАЧХ приведена на рисунке 4.5:
Рисунок 4.5. Схема соединений для измерения АЧХ.
Получены следующие результаты:
полоса пропускания по уровню –3 дБ — 11 МГц;
центральная частота — 6,5 МГц.
В ходе исследования блок был настроен на оптимальныепараметры.
4.3 Результаты исследования приемника
В ходе проделанной работы были исследованыхарактеристики разработанного приемника./> />
Исследование приемника производилось с помощьюгенератора Г4-176, синтезатора частот РЧ6-05, стенда СНПУ-135, осциллографаС1-65А, вольтметра В3-56, спектроанализатора Я-40 и специальной аппаратуры. Схемасоединений для измерения характеристик приемника приведена на рисунке 4.6:
Рисунок 4.6 Схема соединений для измеренияхарактеристик приемника.
1. Измерение чувствительности и уровня шумов.
Схема соединений для измерения чувствительности иуровня шумов приведена на рисунке 4.6.
Получены следующие результаты:
чувствительность приемника — -152 дБ/Вт,
уровень шумов на выходе приемника — -14дБ/В.
В исследуемый приемник не входили переключатели иПАВ-фильтр, с введением их в блок приемника чувствительность упадет примерно на2-3 дБ, т.е чувствительность приемника будет около –150 дБ/Вт, чтоудовлетворяет техническому заданию.
Измерение сквозной АЧХ приемника.
Схема соединений для измерения сквозной АЧХ приемникаприведена на рисунке 4.6.
Полученные результаты приведена в приложении D. Изрезультатов видно что сквозная АЧХ приемника имеет наклон +12 дБ/окт в диапазонечастот от 6 кГц до 160 кГц. Динамический диапазон приемника — 62 дБ, привведение в схему режекторного фильтра пассивных помех динамический диапазонувеличиться на 10-15 дБ, что удовлетворяет техническому заданию. Максимальныйвходной сигнал —
3. Измерение подавления зеркальных каналов.
Схема соединений для измерения подавления зеркальныхканалов приведена на рисунке 4.6.
Получены следующие результаты:
подавление первого зеркального канала – 18 дБ, так какв реальном приемнике будет два ПАВ-фильтр, то подавление первого зеркальногоканала будет около 36 дБ.
подавление второго зеркального канала [см. приложенииЕ] примерно 20-30 дБ.
4. Измерение регулировочной характеристики.
Схема соединений для измерения подавления зеркальныхканалов приведена на рисунке 4.6.
Полученные результаты приведена в приложении F.Глубина регулировки А=46 дБ, при изменении управляющего напряжения от 0 В до –6В.
5. Организационно-экономическаячасть
5.1 Технико-экономическое обоснование работы
Разработка настоящего дипломного проекта вызвананеобходимостью создания ВЧ тракта приемного устройства для приемо-передающегомодуля радиолокатора.
Целью проекта является создание ВЧ тракта, обладающихзаданными техническими характеристиками, и возможностью их реализации приневысокой себестоимости.
5.2 Планирование работ
Для проведения опытно-конструкторских работ требуетсячеткое планирование и организация на всем протяжении работ.
Для того, чтобы правильно спланировать работу посозданию ВЧ тракта для приемо-передающего модуля, необходимо провеститщательный выбор и обоснование комплекса работ, осуществить их взаимосвязь.
Для этого составляется перечень работ, которыенеобходимо произвести, чтобы выполнить эскизный проект, включающий в себя выбори обоснование схемы устройства, расчет схемы устройства, конструктивныерасчеты, проработку технико-экономических вопросов. Для оценки трудоемкостиработ используется следующее соотношение:
/> (5.2.1)
где ti — ожидаемая трудоемкость работ;
Ai — минимально возможная трудоемкостьработ;
Mi — наиболее вероятная трудоемкость работ;
Di — максимально возможная трудоемкостьработ;
i — номер работы.
Полученные результаты отражены в таблицах 5.2.1,5.2.2.
Таблица 5.2.1 – Перечень работ на разработку ВЧ трактаНомер работы Вид работы Исполнитель 1 Анализ ТЗ, изучение научно-технической литературы Инженер 2 Выбор и обоснование функциональной схемы Руководитель, инженер 3 Разработка схемы электрической принципиальной и ее расчет Руководитель, инженер 4 Конструктивные расчеты. Изготовление и настройка блока Руководитель, инженер 5 Конструкторско-технологическая часть. Организационно-экономическая часть Руководитель, инженер 6 Выполнение чертежей и пояснительной записки Инженер 7 Проведение лабораторных испытаний блока. Корректировка электрического расчета Руководитель, инженер
Таблица 5.2.2 – Трудоемкость выполнения работНомер работы Минимальная трудоемкость работ, дней Вероятная трудоемкость работ, дней Максимальная трудоемкость работ, дней Ожидаемая трудоемкость работ, дней 1 6 7 8 7 2 6 7 8 7 3 8 9 10 9 4 4 5 6 5 5 3 4 5 4 6 13 14 15 14 7 5 6 7 6
Ленточный график приведен в приложении H.
5.3 Расчетстоимости разработки ВЧ тракта
Расчет стоимости разработки устройства производится последующим статьям расходов:
Комплектующие и материалы
Фонд оплаты труда
Отчисления на социальное страхование
Накладные расходы
Расшифровка затрат по статье «Комплектующие иматериалы» предоставлена в таблице 5.3.1.
Таблица 5.3.1Расшифровка статьи комплектующие и материалы
Наименование комплектующего изделия.
Кол. шт.
Цена за единицу, руб.
Сумма затрат, руб.
Поставщик
Адрес поставщика.
1
2
3
4
5
6
Устройство
Керамические ЧИП конденсаторы ЧИП-50В-5пФ±5% 4 0,64 2,56 ООО «Институт радиотехники» г. Екатеринбург ЧИП-50В-100пФ±5% 3 0,64 1,92 ООО «Институт радиотехники г. Екатеринбург ЧИП-50В-47нФ±5% 2 0,67 1,34 ООО „Институт радиотехники г. Екатеринбург ЧИП-50В-20пФ±5% 2 0,64 1,28 ООО “Институт радиотехники г. Екатеринбург ЧИП-50В-470пФ±5% 4 1 4 ООО „Институт радиотехники г. Екатеринбург ЧИП-50В-36пФ±5% 2 0,64 1,28 ООО “Институт радиотехники г. Екатеринбург
Резисторы Р1-8-0,125-20Ом±2% 1 4,25 4,25 ЗАО „Резистор-НН“ г. Нижний-Новгород РН1-12-0,125-51Ом±5% 4 0,65 2,6 ГКБ „Икар“ г. Нижний-Новгород РН1-12-0,125-5,1кОм±5% 2 0,65 1,3 ГКБ «Икар» г. Нижний-Новгород РН1-12-0,125-10кОм±5% 1 0,65 0,65 ГКБ «Икар» г. Нижний-Новгород РН1-12-0,125-100Ом±5% 1 0,65 0,65 ГКБ «Икар» г. Нижний-Новгород РН1-12-0,125-2кОм±5% 1 0,65 0,65 ГКБ «Икар» г. Нижний-Новгород
Микросхемы SSW-124 2 527,5 1055 ООО „Институт радиотехники г. Екатеринбург MGA-86563 1 211,3 211,3 ООО “Институт радиотехники г. Екатеринбург М43209 1 170 170 НИИ „Электроника“ г. Новосибирск Фильтр 4553М-804 2 252 504 ТОО „АЭК“ г. Санкт-Петербург
Аттенюаторы ПР1-1-4дБ±2% 1 47,52 47,52 ООО „Тензор“ г. Нижний-Новгород ПР1-1-8дБ±2% 1 63,36 63,36 ООО „Тензор“ г. Нижний-Новгород Сердечник МР100Ф-2 1 15,72 15,72 ООО „Балтэлектронкомплект“ г. Санкт-Петербург Сердечник МР1500НМ3-23 1 1,8 1,8 ООО „Балтэлектронкомплект г. Санкт-Петербург
Индуктивность
10 мкГн 1 1,8 1,8 ООО “Балтэлектронкомплект г. Санкт-Петербург Розетка СР-50-727ФВ 3 56 168 ФРУП ПО „Октябрь“ г. Каменск-Уральский Гнездо контрольное 2 13,5 27 ПРУП Минский завод „Термопласт“ г. Минск
ИТОГО:
2287,98
Материалы — 15%
343,2
Транспортно-заготовительные расходы – 2,2%
57,89
ВСЕГО:
2689,07
Трудоемкость, содержание работ и сроки их выполненияопределяет оперативно-календарный план – основной расчетный документ дляпланирования работ по теме. Основная заработная плата рассчитывается исходя изсуммарной трудоемкости работ в человеко-днях.
Календарный фонд рабочего времени за период разработкисоставляет 52 дня. Трудоемкость разработки в человеко-днях пооперативно-календарному плану (таблица 5.3.2) составляет: