Радиолокация. Радиолокационные цели. ЭПР

Радиолокация. Радиолокационные цели. ЭПР.
1.Ведение
Радиолокация представляет собой средство расширения возможностей человека определять наличие и положение объектов за счет использования явлений отражения радиоволн этими объектами. Ее ближайшим конкурентом при выполнении этих функций является оптическая техника, включающая телескопы, которые обладают высокой точностью и обычно имеют фотографические регистрирующие устройства. Преимущество радиолокационных средств по сравнению с оптическими состоит в том, что радиолокационные устройства могут работать в темноте и сквозь облака, обладают большой дальностью действия и позволяют определять дальность до объекта со значительно большей точностью, нежели оптические устройства. Хотя световые волны также являются электромагнитными, но в радиолокации частота их намного ниже. Это позволяет применять радиотехнические методы и схемы.
Развитие радиолокации явилось важной частью технической революции двадцатого века. Военная техника, использующая принципы радиолокации, впервые была создана перед самым началом второй мировой войны; с этого времени наблюдается быстрый и непрерывный прогресс в указанной области.
Основная идея радиолокации состоит в том, что электромагнитные волны распространяются через атмосферу по определенным законам с известной скоростью, приблизительно равной скорости света в вакууме. Любые препятствия или изменения характеристик среды на пути распространения радиоволн приводят к возникновению отражений, которые могут быть обнаружены и, таким обра­зом, становятся источником информации о наличии и свойствах таких препятствий или изменений. Измерение времени запаздывания отраженного сигнала по отношению к излученному позволяет получить данные о положении препятствия, т. е. «цели». В случае обычной «однопозиционной» радиолокации (когда передатчик и приемник совмещены и расположены в одном месте в отличие от «двухпозиционных» систем, в которых отраженный сигнал принимается в пункте, удаленном от передатчика) время запаздывания непосредственно характеризует расстояние от места расположения приемника и передатчика до цели. Измерение времени запаздывания облегчается, если передатчик излучает короткие импульсы электромагнитной энергии. Идея импульсного излучения лежит в основе большинства практических применений радиолокации.
Информация о скорости целей может быть получена измерением доплеровского сдвига частоты между излученными и принятыми колебаниями, а угловые координаты удаленных целей — посредством сопоставления характеристик отраженных сигналов с диаграммами направленности передающей и приемной антенн. Наконец, сведения о размерах, форме и отражательной способности цели можно получить путем сравнения формы огибающей отраженных и излученных колебаний.
В зависимости от особенностей применения, радиолокационная информация может быть представлена в различном виде. Имеется ряд методов индикации с использованием осциллоскопов, которые создают оператору удобные условия для наблюдения за наличием, положением и размерами целей. Так, в радиолокационных станциях (РЛС) обнаружения целей индикатор кругового обзора (ИКО) с яркостной отметкой является эффективным средством отображения «картины» расположения целей вокруг РЛС. С другой стороны, изменения положения цели могут явиться источником формирования напряжений, управляющих положением антенны (в случае РЛС сопровождения цели) для обеспечения прицеливания и стрельб соответствующими видами оружия, либо для управления полетом ракет путем использования линии связи. Чтобы решить некоторые важные задачи, данные, полученные при помощи радиолокационной станции, запоминаются в соответствующей форме для дальнейшей их обработки на электронной вычислительной машине.

Практические применения радиолокации в настоящее время отличаются большим разнообразием. Некоторые из наиболее важных задач радиолокации связаны с ее применением в военной технике; сюда относится обзор пространства и обнаружение самолетов противника и наземных подвижных объектов, обеспечение данных для управления орудийным огнем, а также данных для управления ракетами в полете. Кроме того, радиолокационные средства широко используются в навигации как самолетов, так и кораблей (особен­но в ночное время и в условиях тумана), они являются важным элементом современных систем управления воздушным движением, используются с целью управления движением автомашин и имеют большое значение для обеспечения прогнозов погоды. Радиолокация — отличное средство для исследования земной атмосферы и ионосферы, а также для изучения метеоров. В настоящее время радиолокационные устройства используются для обзора космического пространства, обнаружения и слежения за искусственными спутниками Земли, а также в системах противоракетной обороны. Также радиолокация применяется для астрономических наблюдений соседних космических тел солнечной системы: Луны, Солнца, Венеры, Марса и Юпитера. Области применения радиолокации по мере дальнейшего освоения космического пространства, по всей вероятности, будут все больше расширяться. Последние годы не менее актуальными стали вопросы подповерхностного зондирования и нелинейной локации. Подповерхностная радиолокация дает информацию о свойствах и параметрах среды, ее неоднородности. Нелинейная радиолокация (поиск элементов с p-n переходом или нелинейной вольтамперной характеристикой), используется при поиске от различных радиозакладок, «жучков» и прочих электронных средств незаконного съема информации, до радиоуправляемых фугасов и взрывных устройств.
Радиолокационная техника, с одной стороны, использует многие передовые отрасли современной техники, с другой стороны, способствует их развитию. Т.е. на всех этапах своего развития и применения радиолокация тесно переплетается с другими областями науки и техники.
Полезно указать на некоторые другие типы систем, родственных радиолокации: звуколокационные (эхолокационные) системы работают по такому же принципу, как и РЛС, но используют вместо радиоволн акустические волны, радионавигационная система Лоран, хотя и не основана на использовании отраженных сигналов, однако для определения расстояний здесь также необходимо измерять время запаздывания при распространении радиоволн. Многие методы анализа и расчета радиолокационных систем полностью применимы и к этим родственным системам.
2.радиолокационные цели
Электромагнитная волна, падающая на объект, независимо от его природы вызывает вынужденные колебания свободных и связанных зарядов, синхронные с колебаниями падающего поля. Вынужденные колебания зарядов создают вторичное поле внутри или вне тела. В результате этого энергия электромагнитной волны, падающей на цель, рассеивается во всех направлениях, в том числе и в направлении к радиолокационной станции. Приходящая в точку приема, переизлученная волна представляет собой отраженный целью сигнал.
Характер вторичного излучения (отражения) электромагнитных волн зависит от формы объекта, расположенного на пути их распространения, его размеров и электрических свойств, а также от длины падающей волны и ее поляризации.
Принято различать зеркальное, диффузное и резонансное отражения. Если линейные размеры отражающей поверхности много больше длины волны, а сама поверхность гладкая, то возникает зеркальное отражение. При этом угол падения радиолуча равен углу отражения, и волна вторичного излучения не возвращается к РЛС (за исключением случая нормального падения).
Если линейные размеры поверхности объекта велики по сравнению с длиной волны, а сама поверхность шероховатая, что имеет место диффузное отражение. При этом благодаря различной ориентации элементов поверхности электромагнитные волны рассеиваются в различных направлениях, в том числе и в направлении на РЛС. Резонансное отражение наблюдается в том случае, когда линейные размеры отражающих объектов или их элементов равны нечетному числу полуволн. В отличие от диффузного отражения, вторичное резонансное излучение обычно обладает большой интенсивностью и резко выраженной направленностью, зависящей от конструкции и ориентации вызывающего отражение элемента.

В тех случаях, когда длина волны велика по сравнению с линейными размерами цели, падающая волна огибает цель и интенсивность отраженной волны ничтожно мала.
С точки зрения формирования сигнала при отражении объекты радиолокационного наблюдения принято делить на малоразмерные и распределенные в пространстве или на поверхности.
К малоразмерным относятся объекты, размеры которых значительно меньше размеров элемента разрешения РЛС по дальности и угловым координатам. В ряде случаев малоразмерные объекты имеют простейшую геометрическую конфигурацию. Их отражающие свойства могут быть легко определены теоретически и предсказаны для каждого конкретного относительного расположения рассматриваемой цели и РЛС. В реальных условиях цели простейшего типа встречаются довольно редко. Чаще приходится иметь дело с объектами сложной конфигурации, которые состоят из целого ряда жестко связанных между собой простейших отражающих элементов. Примерами целей сложной конфигурации могут служить самолеты, корабли, различные сооружения и т. д.
Другие цели представляют собой совокупность отдельных объектов, распределенных в определенной области пространства, значительно превышающей по своим размерам элемент разрешения РЛС. В зависимости от характера этого распределения различают объемно-распределенные (например, дождевое облако) и поверхностно-распределенные (поверхность суши и т. д.) цели. Отраженный от такой цели сигнал является результатом интерференции сигналов отражателей, распределенных в пределах элемента разрешения.
Для фиксированного взаимного положения РЛС и отражающих объектов амплитуда и фаза отраженной волны имеют вполне определенную величину. Поэтому в принципе для каждого конкретного случая может быть определен результирующий суммарный отраженный сигнал. Однако в процессе радиолокационного наблюдения относительное положение целей и РЛС обычно меняется, что приводит к случайным флюктуациям интенсивности и фазы результирующих отраженных сигналов.
2.1.Эффективная площадь рассеяния цели (ЭПР).
Расчет дальности радиолокационного наблюдения требует количественной характеристики интенсивности отраженной волны. Мощность отраженного сигнала на входе приемника станции зависит от целого ряда факторов и прежде всего от отражающих свойств цели. Обычно радиолокационные цели характеризуются эффективной площадью рассеяния. Под эффективной площадью рассеяния цели в случае, когда антенна РЛС излучает и принимает электромагнитные волны одной и той же поляризации, понимается величина уц, удовлетворяющая равенству уцП1=4рК2П2, где П1 -плотность потока мощности прямой волны данной поляризации в точке расположения цели; П2 — плотность потока мощности отраженной от цели волны данной поляризации у антенны РЛС; R — расстояние от РЛС до цели. Значение ЭПР непосредственно может быть вычислено по формуле
уцП1=4рR2П2/ П1
Как следует из формулы приведенной выше, уц имеет размерность площади. Поэтому ее условно можно рассматривать как некоторую эквивалентную цели нормальную радиолучу площадку площадью уц, которая, изотропно рассеивая всю падающую на нее от РЛС мощность волны, создает в точке приема ту же плотность потока мощности П2, что и реальная цель.
Если задана ЭПР цели, то при известных величинах П1 и R можно вычислить плотность потока мощности отраженной волны П, а затем, определив мощность принимаемого сигнала, оценить дальность действия радиолокационной станции.
Эффективная площадь рассеяния уц не зависит ни от интенсивности излучаемой волны, ни от расстояния между станцией и целью. Действительно, всякое увеличение П1 ведет к пропорциональному увеличению П2 и их отношение в формуле не изменяется. При изменении расстояния между РЛС и целью отношение П2/П1 меняется обратно пропорционально R2 и величина уц при этом остается неизменной.
2.2.Сложные и групповые цели
Рассмотрение простейших отражателей не вызывает затруднения. Большинство реальных радиолокационных целей представляет собой сложную комбинацию отражателей различного типа. В процессе радиолокационного наблюдения таких целей имеют дело с сигналом, который является результатом интерференции нескольких сигналов, отраженных от отдельных элементов цели.

При облучении сложного объекта (например, самолет, корабль, танк и т. д.) характер отражений от его отдельных элементов сильно зависит от их ориентации. В некоторых положениях определенные части самолета или корабля могут давать весьма интенсивные сигналы, а в других положениях интенсивность отраженных сигналов может падать до нуля. Кроме того, при изменении положения объекта относительно РЛС меняются фазовые соотношения между сигналами, отраженными от различных элементов. В результате этого возникают флюктуации результирующего сигнала.
Возможны и другие причины изменений интенсивности отраженных сигналов. Так, может наблюдаться изменение проводимости между отдельными элементами самолета, одной из причин которого являются вибрации, обусловленные работой двигателя. При изменении проводимости меняются распределения токов, наведенных на поверхности самолета, и интенсивность отраженных сигналов. У винтовых и турбовинтовых самолетов дополнительным источником изменения интенсивности отражений является вращение винт.
Рис 2.1. Зависимость ЭПР цели от ракурса.
В процессе радиолокационного наблюдения взаимное положение самолета (корабля) и РЛС непрерывно меняется. Результатом этого являются флюктуации отраженных сигналов и соответствующие им изменения ЭПР. Законы распределения вероятностей эффективной площади рассеяния цели и характер изменений этой величины во времени обычно определяются экспериментально. Для этого записывают интенсивность отраженных сигналов и после обработки записи находят статистические характеристики сигналов и ЭПР.
Как показали многие исследования, для флюктуации уц самолетов с достаточной точностью справедлив экспоненциальный закон распределения
W (уц) = (1/) ехр ( — уц/).
где — среднее значение ЭПР.
Диаграммы обратного излучения кораблей имеют более тонкую лепестковую структуру, чем диаграммы самолетов, что объясняется значительно большими размерами и сложной конструкций кораблей. Отражающие элементы корабля многочисленны и разнообразны, поэтому корабль также можно рассматривать как группу элементов, отражения от которых имеют случайные фазы.
Экспериментальные исследования показывают, что флюктуации ЭПР корабля приближенно описываются также экспоненциальным законом распределения.
Данные о законах распределения амплитуд сигналов или ЭПР необходимы для расчета дальности действия РЛС и обоснования методики обработки сигналов. Сведения о функции корреляции и спектра флюктуации кроме того важны при определении точности измерения координат.
При практической оценке дальности действия радиолокационной станции прежде всего обычно пользуются средним значением ЭПР Эту величину можно получить усреднением значений для различных направлений падения облучающей волны. В таблице приведены средние значения ЭПР различных реальных целей, полученные в итоге обобщения большого числа измерений на волнах сантиметрового диапазона. Пользуясь этими величинами, можно произвести вычисления средних значений дальности обнаружения различных целей.
Тип радиолокационной цели
уц, м2
Истребитель
Средний бомбардировщик
Дальний бомбардировщик

Транспортный самолет
Крылатая ракета
Головная часть баллистической ракеты
Крейсер
Транспорт малого тоннажа
Транспорт среднего тоннажа
Транспорт большого тоннажа
Траулер
Малая подводная лодка в надводном состоянии
Рубка подводной лодки
Катер
Человек
3-5
5-20
10—50
До 50
0,3—0,8
10-3— 1,0
14000
150
7500
15000
750
140
1 100
0,8
2.3.Объемно-распределенные цели
В радиолокационной практике часто встречаются отражения от объемно-распределенных целей, состоящих из большого числа отражающих элементов, относительно близко расположенных друг к другу и занимающих значительную область пространства. Отражающие элементы, принимающие участие в формировании суммарного сигнала, распределяются в пределах некоторого объема V (отражающий объем), определяемого разрешающей способностью РЛС по угловым координатам и дальности
Определить эффективную площадь рассеяния объемно-распределенной цели в предположении, что элементарные отражатели обладают различными значениями уi довольно трудно. Поэтому будем считать, что элементарные отражатели, заполняющие объем V, имеют одинаковые ЭПР, равные уц.
Предположим, что элементарные отражатели распределены в пространстве равномерно с плотностью n0, Тогда в объеме содержится N = n0V отражателей, а их средняя ЭПР
=n0у0V
Рис.2.2. К определению характеристик объемных (а) и поверхностных (б) целей.
Подставляя в это выражение значение объема цилиндра с основанием ЩAR2 и высотой сф/2, получаем формулу для вычисления средней ЭПР объемно-распределенной цели
=n0у0 ЩAR2сф/2,
с учетом того, что телесный угол антенного луча ЩA выражается через эффективную площадь А или или коэффициент направленного действия антенны D, получаем
=2рn0у0 R2сф/D,
из которой следует характерная особенность объемно-распределен­ных целей: зависимость эффективной площади рассеяния от пара­метров РЛС Тд и D, а также от расстояния между станцией и целью.
Полученные соотношения позволяют оценить среднее значение мощности результирующего сигнала объемно-распределенной цели. Амплитуда результирующего сигнала меняется, так как отдельные отражатели все время изменяют свое положение относительно друг друга. Благодаря этому результирующий сигнал, воспринимаемый приемником РЛС в следующих один за другим периодах повторения, флюктуирует во времени по случайному закону.
Следует иметь в виду, что длительность сигнала, отраженного от объемно-распределенной цели, может значительно превышать длительность излучаемого импульса и определяется радиальной протяженностью объемной цели. По мере распространения излученного импульса отражения образуются от новых областей объемно-распределенной цели.
Если внутри объема, заполненного распределенными отражателями, находится какой-либо объект (например, самолет), то радиолокационное наблюдение за ним затрудняется. Отражения от объемно-распределенной цели в данном случае являются помехой, которая будет маскировать полезный сигнал. Условия наблюде­ния полезного сигнала можно характеризовать отношением мощностей сигнала и помехи. Величина отношения мощности сигнала, отраженного от цели, к средней мощности сигнала, обусловленного объемно-распределенными отражателями, равняется отношению их эффективных площадей:
Из данной формулы следует, что для повышения эффективности выделения полезных сигналов на фоне отражений от объемно-распределенной цели целесообразно уменьшать длительность импульса и сужать диаграмму направленности антенны.

На практике наиболее часто приходится встречаться с отражениями от гидрометеоров. Для дождя, средний диаметр капель которого d0 величина уц=300d06/л4 и отношение сигнал/помеха
Отражение электромагнитных волн от гидрометеоров может быть использовано в интересах метеорологии в качестве полезных сигналов. С их помощью можно определить местоположение атмосферных образований, их интенсивность, а иногда и направление перемещения.
2.4. Поверхностно-распределенные цели
Примерами поверхностно-распределенных целей являются: травяной покров, лес, кустарник, пашня, волны на водной поверхности. В отличие от объемно-распределенных целей в данном случае трудно выделить отдельные отражающие элементы. Располагаясь случайным образом, они образуют сплошной поверхносnный слой, от которого происходит рассеянное отражение электромагнитных волн.
Предположим, что в точке О (рис. 2.3, б) на высоте Н над поверхностью земли находится самолет. Антенный луч имеет в горизонтальной плоскости ширину и и облучает на поверхности земли сектор AD1D2.
Будем считать, что РЛС излучает импульсы длительностью фи. Даже при неподвижной антенне облучение поверхности в секторе AD1D2 происходит не одновременно. Первый отраженный сигнал приходит через время ф= 2Н/с после зондирующего импульса (рис. 2.3, в). Далее, несмотря на импульсный характер излучения, на вход приемника РЛС непрерывно поступают отраженные сигналы. Это объясняется тем, что по мере распространения излученной волны отраженная волна возвращается от все более удаленных участков поверхности. Поскольку поверхность непрерывна, будет непрерывен и сигнал на входе приемника. В каждый данный момент времени действующий на вход приемника сигнал является результатом сложения сигналов, отраженных от элементарных отражателей, случайным образом расположенных в пределах разрешаемой площадки поверхности.
По азимуту разрешаемая площадка ограничена шириной диаграммы направленности. Границы разрешаемой площадки по дальности зависят от длительности импульса фи и угла визирования в. Так, в нашем случае B1D1=сфи/2cos в.
Величина эффективной площади рассеяния в случае однородной поверхности со случайным расположением неровностей пропорциональна площади S', формирующей в данный момент отраженный сигнал. Для того чтобы определить величину (уц, рассмотрим площадку S, перпендикулярную направлению падения волны. Через ее поверхность проходит вся энергия, отразившаяся от разрешаемой площадки B1B2D1D2. Разрешаемая на поверхности земли площадка имеет площадь S'=Rифиc/2cos в. Соответственно площадь поверхности, перпендикулярной линии визирования, S = S' sin в= (Rифиc/2)tg в. Зная S, можно определить величину уц, если ввести коэффициент рассеяния г, учитывающий влияние отражающих свойств земной поверхности:
уц= (г Rифиc/2)tg в
Характерным для поверхностно-распределенной цели является зависимость ЭПР уц от параметров радиолокационной станции фи и и, а также от расстояния до рассматриваемой площадки и от угла, под которым осуществляется ее визирование. В этом отношении свойства поверхностно-распределенной цели близки к свойствам объемно-распределенной цели. Как видно из последней формулы, отражающие свойства поверхностно-распределенной цели зависят от величины г. Зная г и другие параметры, характеризующие условия обзора, можно определить ЭПР и перейти к расчету интенсивности отраженного сигнала.

В ряде случаев оказывается удобным характеризовать отражающие свойства поверхностно-распределенной цели удельной эффективной площадью рассеяния, равной отношению ЭПР площадки нее площади S':
у0ц = уц/S' == г sinp.
На отражающие свойства поверхности и, следовательно, на величину уц влияют неровности поверхности, длина волны, угол падения (угол визирования) волны и ее поляризация, диэлектрическая проницаемость почвы.
Все земные покровы, с которыми приходится встречаться на практике, можно, грубо говоря, разделить на гладкие и шероховатые. К гладким поверхностям относятся дороги с асфальтовым покрытием, бетонные покрытия и т.д. Для них интенсивность отраженного сигнала быстро уменьшается с уменьшением угла визирования и зависит от поляризации падающей волны. У шероховатых поверхностей размеры неровностей значительно превышают длину волны. Такой характер имеют участки местности, заросшие травой, посевы, заросли кустарника, лес и т. д. Исследования показывают, что у реальных шероховатых поверхностей величина г мало зависит от угла визирования в и поляризации. При этом для каждого типа земной поверхности величины г и у0ц обычно лежат в определенных пределах. Благодаря этому, например, по величине у0ц можно судить об общем характере местности, от которой приходят отраженные сигналы.
Радиолокационные отражения от поверхности, покрытой растительностью, претерпевают сезонные изменения, обусловленные изменением содержания воды в растениях и в самой поверхности (изменением влажности), а также наличием или отсутствием снежного покрова. При наблюдении поверхностей, покрытых растительностью, отражение происходит от множества случайных отражателей (листья, стебли, ветки). Эти отражатели приводятся в движение ветром. Чем сильнее ветер, тем интенсивнее их движение. Кроме подвижных отражателей, существуют случайно расположенные неподвижные отражатели (скалы, стволы деревьев). Результирующий сигнал представляет сумму сигналов отражателей первого и второго рода.
--PAGE_BREAK--Если РЛС неподвижна, то отражения от перемещающихся элементов дадут флюктуирующую составляющую сигнала, а отражения от неподвижных элементов — стабильную,
Заключение
В ходе работы рассмотрены назначение и принципы радиолокации, часть основных терминов и определений, классификации целей по эффективной поверхности рассеяния.
Введение: Радиоприемное устройство состоит из антенны, приемника и оконечного устройства. Радиолокационное приемное устройство (РПУ) входит в состав радиолокационной станции(РЛС). В радиолокации под приемным устройством понимают цепи, расположенные между выходами антенны и оконечного устройства, принимающего решение об обнаружении сигнала или оценке его параметров.
Проектирование согласно ЕСКД включает в себя составление технического задания, технического предложения, эскизного и технического проектов.
В техническом задании содержатся общие характеристики принимаемых сигналов и помех, качественные, конструктивные и эксплуатационные требования. На стадии технического предложения выполняют анализ тех. задания, осуществляют подбор литературы, приводят с сравнивают различные варианты структурных схем РПУ.
На стадии эскизного проектирования выбирают и обосновывают функциональную схему РПУ, составляют принципиальную схему и производят ее расчет, разрабатывают конструкции отдельных узлов и всего РПУ.
При создании технического проекта составляют рабочие чертежи изготовляемых деталей, и самого приемника, выбирают технологию изготовления и т.д.
1.Выбор моделей сигналов и помех.
Передающее устройство импульсного локатора излучает в пространство импульсы электромагнитной энергии. Объекты, расположенные в пространстве, отражают эту энергию. Радио локационные сигналы, отраженные от целей, зависят от их свойств, а так же от свойств приемника и антенны.

Случайный характер параметров сигнала обусловлен взаимным перемещением РЛС и объекта, сложной формой ДОР целей и заранее не предсказуемым его положением в пространстве.
Исходя из анализа тех. задания выбираем сигнал М-4, т.е. сигналы у которых амплитуда и фаза изменяется по случайному закону.
Помеха G(t) на входе РПУ является случайным процессом. Она складывается с сигналом S(t) и на вход РПУ воздействует их смесь
V(t) = S(t) + G(t)
Из анализа тех. задания видно, что помехой, действующей в приемнике является белый шум.
Для гауссовой помехи типа белого шума N(f)=const (энергетический спектр). Белым шумом являются внутри приемные шумы, радиоизлучения космических объектов.
Радиоимпульс промодулирован по частоте, т.е. спектр такого сигнала сплошной.
S(f)

0 f Мгц

4.Пороговоеустройство.
3.Определение основных качественных показателей и выбор структурной схемы РПУ:
Радиолокационный приемник предназначен для усиления отраженных от целей сигналов и их дальнейшей обработки для выделения полезной информации. На вход приемника поступает смесь полезных сигналов и помех. Для полного использования полезной информации необходимо применять оптимальные алгоритмы обработки. При проектировании структурной схемы РПУ необходимо предусмотреть устройства, реализующие операции оптимального алгоритма принимаемых сигналов. Схема алгоритма обработки принимаемого сигнала указана на рис.2.
Эту структурную схему алгоритма необходимо преобразовать в структурную схему устройства, технически реализующий данный алгоритм. Для этого требуется заменить все логические операции техническими устройствами, которые реализуют соответствующие логические операции.
В качестве Фо применяют линейные фильтры, построенные на пассивных элементах. Технически проще реализовать фильтр Фо на промежуточной частоте (ПЧ). Для этого в схему РПУ перед Фо вводят преобразователь частоты, содержащий смеситель и гетеродин (СМ) и (Г). В качестве квадратичного детектора (КД) применяют амплитудный детектор (АД).
Пороговое устройство (ПУ) заменяют решающим устройством, а пороговое напряжение Uп задают исходя из вида критерия обнаружения. Для обеспечения работы РПУ в реальных условиях, когда параметры сигнала изменяются, в состав структурной схемы вводят такие устройства, как устройства автоматической подстройки частоты (УАПЧ), автоматическую регулировку усиления (АРУ) и т.д.
Так как используется одна антенна на прием и передачу сигналов, для этого в схему введем антенный переключатель (АП).
Для увеличения чувствительности и избирательности по зеркальному каналу перед смесителем включен усилитель высокой частоты (УВЧ) и входная цепь (ВЦ). Для обеспечения работы в динамическом диапазоне входных сигналов в состав РПУ включают устройство временной автоматической регулировки порога (АРП). Для частотной автоподстройки в схему вводят смеситель (СМ2) и усилитель промежуточной частоты (УПЧ2), различитель (РЗ) и управитель (У). Сигнал от передатчика (ПРД) через делитель мощности подают на СМ2. В схему вводят АП.
Сигналы с выхода КД подают на видеоусилитель ( ВУ ), а затем на индикатор (ИНД), с помощью которого оператор РЛС осуществляет визуальное наблюдение. Общую синхронизацию осуществляют с помощью синхронизатора импульсов (СИ), которые запускают ПРД, ИНД и схему ИАРУ.

Расчет основных параметров структурной схемы.
Исходныеданные:
Рабочая частота 17.5Ггц
Коэффициент шума 6
Суммарная нестабильность частоты радио линии 10 Е-7

Ширина спектра сигнала 710Кгц
Будем искать шумовую полосу пропускания приемника и исходя из значения допустимого коэффициента шума. Выберем типы каскадов.

Полоса пропускания приемника, необходимая для приема сигнала, складывается из полросы энергетического спектра одиночного сигнала,
2fд max — полосы, учитывающей доплеровское смещение частоты и Пнс- запас полос частот для учета нестабильности и неточной настройки.
Ппр=Пс+Пнс+(2fд max)
Пс- ширина спектра сигнала.
Пс= 0,71 Мгц
Пнс= 2fс fнс
fнс- суммарная нестабильность частоты радио линии.
Пнс= 21.7510Мгц10= 3.5 Кгц
Примем максимальную скорость цели Vmax= 600, тогда
2fд max= 22Vmaxfc
c
2fд max= 2260017500/ 310= 0.14 Мгц
Ппр= 710+ 140+ 3.5= 853.5 Кгц
Т.к. Пнс / Ппр 0.1- 0.2, то в состав РПУ можно не включать систему АПЧ.
Шумовая полоса пропускания приемника:
Пш= Ппр1.1 = 853.51.1= 940 Кгц
Шп= 6
Исходя из этого, выясним нужно ли использовать УВЧ.
При его отсутствии Шп= Шпч + Шупч-1
Крпч
где Шпч- коэффициент шума преобразователя частоты.
Шупч- коэффициент шума УПЧ (усилителя промежуточной частоты).
Крпч- коэффициент передачи по мощности ПЧ.
Шпч= 3.5- 10 (для балансного ПЧ на п/п диоде).
Шупч= 1.5- 2(для малошумящего транзистора).
Крпч= 0.1-0.5(для малошумящего транзистора).
Шп= 5+(2-1)/0.5= 7 Шп(Шпдоп
Значит в схему необходимо ввести усилитель высокой частоты (УВЧ).
Т.к. Шпдопдостаточно мал, то в качестве УВЧ используют диодный параметрический усилитель на полупроводниковом диоде без охлаждения.
В качестве преобразователя частоты (ПЧ) можно использовать балансный ПЧ
на полупроводниковом диоде.
4.Определение качественных показателей структурных узлов схемы.
В предыдущем разделе установлено, что для получения необходимого
коэффициента шума в тракт РПУ необходимо ввести УПЧ.
Рассчитаем чувствительность приемника.
Рап=NoRТоПш
где R=1,3810Дж/град.
Пш- шумовая полоса линейной части приемника (Гц).
То- температура шумов в антенне.
No- коэффициент шума.
Рап= 62001,381094010= 15.510Вт.
Рассчитаем коэффициент передачи тракта РПУ.
Детектор работает при малых напряжениях.
Допустим, Uвых= 0.1В
Определим напряжение на входе УВЧ (Uвх).
Примем Rвх(УВЧ)= 500 Ом.
Uвх ш=
Uвх ш= = 2.810В
Коэффициент передачи линейного тракта:
Кус= = 3.610
Если коэффициент шума УВЧ = 1.3 табл.6.2 [1], то

Шп= Шувч+ [(Шпч-1)/Крувч] +[(Шупч-1)/КрувчКрпч, где
Шп- коэффициент шума РПУ,
Шувч- коэффициент шума УВЧ,
Шупч- коэффициент шума УПЧ,
Крувч, Крпч- коэффициент передачи по мощности УВЧ и ПЧ.
Шп= Шувч+ [(Шпч-1)/Крувч] +[(Шупч-1)/КрувчКрпч
Шп= 1.3 + 9/ Крувч + 10/ Крувч = 3

Значения (Шпч-1) и (Шупч-1) выбраны по таблице 6.2 [1].
Крувчmin = 20.
Достаточный коэффициент передачи УВЧ: Кувч = 6.
На УПЧ происходит основное усиление. Рассчитаем коэффициент усиления для УПЧ.
Кпч0.8, Кувч= 6.
= Кпч Кувч Купч.
Купч= / Кпч Кувч = 8/6.08 = 1.6
Теперь предварительно установим, сколько каскадов усиления будет иметь УПЧ.
Купч= ( К1упч ), где n- число каскадов.
n = log к1упч К упч
К 1упч 20 для fпч = 35 Мгц и ПС = 0.8 Мгц
n = log20 1.610= 4
Предварительно число каскадов УПЧ- четыре.
В супергетеродинных приемниках частотная избирательность определяется в основном ослаблениями частотного зеркального и соседнего каналов. Ослабление по зеркальному каналу обеспечивает преселектор, а соседнего канала — УПЧ.
Ослабление по симметричному каналу заданно: 20дб.
Требования к избирательности по симметричному каналу не высокие, поэтому
в УПЧ как фильтры распределенной избирательности, так и фильтры сосредоточенной избирательности.
Итак, ВЦ- входная цепь, входящая в состав структурной схемы РПУ, представляет собой устройство защиты приемника от просочившихся сигналов.
Для обеспечения необходимого коэффициента шума в схему в качестве УРЧ вводится усилитель на параметрическом диоде, на который нагружен полосно-пропускающий фильтр, или устройство подавления зеркального канала. Преобразователь частоты состоит из смесителя и гетеродина. Преобразователь частоты преобразует частоту сигнала на промежуточную частоту fпч=35 Мгц (по Т.З.), на которой происходит основное усиление сигнала. Демодулятором служит АД (амплитудный детектор), за которым включается видеоусилитель. Для подстройки частоты гетеродина используется устройство частотной автоподстройки (УЧАП).

Рис. 4.
Структурная схема проектируемого РПУ.
5. Проектирование СВЧ блока.
В блок СВЧ входят: АП, УВЧ, УЗП, УПЗК, СМ, гетеродин.
5.1. Проектирование АП.
С помощью антенного переключателя осуществляют подключение антенны к тракту передатчика и запирание приемника на время излучения, а после окончания действия импульса- подключение с минимальной задержкой выхода антенны к выходу приемника и отключения тракта передатчика.
При большой импульсной мощности сигнала АП строится по следующей схеме: ферритовый циркулятор, газовый разрядник, диодный резонансный СВЧ- ограничитель.
Циркулятор- устройство, обладающее следующими свойствами: при подаче сигнала на плечо 1 циркулятора, выходной сигнал появляется в плече 2 с очень малым ослаблением (0.2- 0.5Дб), в то время как он в плече 3 он существенно ослабляется (13-25Дб). Аналогично при поступлении в плечо 2 сигнала, он появляется в плече 3 и не проходит в плечо 1.
В АП сигнал от передатчика поступает на плечо 1 циркулятора Ц1 и через плечо 2 поступает в антенну. Лишь небольшая часть мощности сигнала проходит на плечо 3 и через циркулятор Ц2 попадает на вход разрядника ограничителя (ГР). Разрядник создает в линии передачи практически короткое замыкание и СВЧ сигнал, отражаясь от него в направлении к циркулятору Ц2 поглощается в согласованной нагрузке Rн, чем достигается защита УВЧ от выжигания. Процесс зажигания ГР в начале каждого импульса возникает с задержкой 10с. В течении этого времени через ГР проходит значительная энергия СВЧ колебаний. Выделяющаяся энергия СВЧ может вывести из строя или необратимо ухудшить параметры диодов СВЧ. Для предотвращения этого после ГР ставится резонансный СВЧ ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии длиной L=(/4. Ограничитель представляет собой параллельное соединение разомкнутого емкостного шлейфа С1, последовательного соединения ограничительного диода Д и коротко замкнутого шлейфа L2 (рис.6).

Отраженный от цели сигнал поступает из антенны на плечо 2 Ц1, затем на плечо 3, а после на плечо 1 Ц2 и через его выходное плечо 2 на ГР. Мощность сигнала недостаточна для зажигания ГР. Прямые потери сигнала в ГР составляют 0.3- 1.5Дб. Для дальнейших расчетов примем коэффициент передачи ферритового переключателя = 0.9.
Рис.5. Функциональная схема антенного переключателя и
устройство защиты приемника.
6.Эквивалентнаясхема СВЧ-ограничителя.
5.2.Проектирование устройства защиты приемника.
В устройство защиты приемника входит разрядник приемника и диодный ограничитель. Основным недостатком диодных ограничителей является относительно небольшой динамический уровень импульсной мощности (100вт- 2Квт). Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РПЗ и ограничителя используют разрядник- ограничитель. Он представляет собой сочетание РПЗ и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники- ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности ( 10Квт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных сильных сигналов. После ГР (газоразрядник) ставят резонансный СВЧ- ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии l=(/4. Он представляет собой параллельное соединение разомкнутого шлейфа и последовательное соединение ограничительного диода и еще одного короткозамкнутого шлейфа L2.
По таблице 4.8 стр. 209 [2] выберем разрядник- ограничитель MD- 80K12.
=16.5 Ггц
Праб/f0=6.09% — относительная полоса пропускания.
Lпр= 0.9дБ — потери пропускания.
Ри= 10Квт — импульсная мощность.
Рср=10Вт — средняя мощность.
Wп = 0.5 Дж — энергия тока разрядника.
Долговечность = 2000ч.
Длина = 21.3
Масса = 80 г.
5.3.Проектирование и расчет УВЧ.
Исходные данные:
F0=1.7510Мгц.
В приемниках РЛС сантиметрового диапазона наибольшее распростронение получили однокаскадные РПУ на п/п диодах. В основном применяют двухчастотные регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотной накачкой Fнак, возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют две рабочие частоты: сигнальную Fс и холостую Fх= Fнак — Fc, возникающую в процессе усиления.
ППУ работают на отражении с общим входом и выходом и использует ферритовый циркулятор для разделения входных и выходных сигналов.
1. Для обеспечения стабильности параметров РПУ, при изменениях в цепи, в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенного на основе Y-циркулятора ( с волновым сопротивлением W=50 Ом и потерей пропускания Lп0.4 дБ). В таком циркуляторе потери сигнала до входа РПУ равны Lп?= 2Lп= 0.8 дБ, на столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из РПУ к выходу циркулятора.
Афt = = Q+1 — 1
Nпу min =()min =(1 — 1/Крпу)2/Афt
Вычисляем оптимальное отношение частот:
Аопр = — 1 = 2.9
Соответствующий ему коэффициент шума:
Nпу min = (1 — 1/20)(2/2.9) + 1 = 1.66 (2.15дБ)
8.Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ПДУ, не применяя специальных элементов для ее расширения и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Со и индуктивностью вводов Lпос.диода. Цепь входов холостой частоты замкнут разомкнутым четверть волновым шлейфом, подключенным параллельно диоду, и имеющим входное сопротивление близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода Скор. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода.
Fxo = = = 26.6 Ггц
9. Отношение частот:
А = fxo/fco =26.6/17.5 = 1.52
Частота накачки:
fнак = fс (1 + А) = 17.5(1 + 1.52) = 44.1 Ггц
10.’’Холодный’’ КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для заданного резонансного усиления:
=R1/rпос э = (Q/A — 1), где А = ?x/?o;
Q = 2.9
= () = 6.5
Требуемое сопротивление источника сигнала R1, приведенное к зажимам приведенной емкости в последовательной эквивалентной схеме (рис. 7).
R1 = ?rисс э = 6.54.9 = 31.89 ом.
Рассчитанные значения? и R1 обеспечивают подбором согласующих элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.
11. Для расчета полосы пропускания зададимся коэффициентами включения емкости в холостой (mвых х) и сигнальный (mвых с) контуры.
mвых х = 0.5
mвых с = 0.2
Ппу = fco
Ппу = 17500 = 115 Мгц.
12. Определим необходимость мощности накачки ДПУ.
По рисунку 5-27 [2] для Uo/? = 2.7/1.2 =2.25 и находим коэффициент q =0.4
Pнак д — мощность накачки диода,
Pнак д =? Спер(Uo)?(Uc)(Uo+?)q
Pнак д = 52830= 25 мвт
Для fнак = 36.6 Ггц интерполяцией значений коэффициента:
Pнак д =2.15
Pнак = Pнак д Pнак д
Pнак = 2.1525 мВт = 54 мВт
Pнак = 54 мВт — мощность накачки, которую необходимо подвести к ДПУ.

Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.
5.4. Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.
В качестве УПЗК используются полосно — пропускающие фильтры (ППУ). Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов, резонирует на частотах ферромагнитного резонатора, равной:
?= 3.5110Ho [Мгц], где Ho — напряженность внешнего магнитного поля -[A/M].
Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.
Исходные данные для расчета:
рабочая частота ?- 17.5 Ггц.
Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.

Полоса заграждения Пз = 4?= 140Мгц
1. Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:
?= 3.5110Ho Ho =
Ho == 510А/M
2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии ферромагнитного резонанса? Н = 40А/M и намагниченностью насыщения ферритовой сферы Мо =1.410А/M.
Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:
Qo = = = 11325
3.Находим необходимое число резонаторов фильтра:
n = (Lз? + 6)/20lg(Пз/Ппр)
n = = = 0.5
Примем n=1.
4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей связи:
Qвн о = (fo/Пз)ant lg[(Lз? + 6)/20];
Qвн о =(17500/140)ant lg[(20+6)/20] = 441
5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 — требуемые внешние добротности каждой петли связи.
Qвн450 требуемый радиус петли связи в этом случае:
r = 3rсф, а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.
Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0.4 мм.
6.По формуле: Ппр/?=1/ Qвн о, уточняем полосу пропускания двухрезонаторного ППФ:
Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.
7.По формуле Lo = 4.34 n Qвн о/ Q о
рассчитываем потери на резонансной частоте:
Lo =4.34/11325 = 0.34дб.
8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания, согласно Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.
Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания:
Lгр = 1+0.85 = 1.85дб.
5.5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.
Наиболее важными требованиями, предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.
Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно использовать однодиодный небалансный смеситель.
Исходные данные:
fo = 17.5Ггц — рабочая частота.
Шпч10 необходимо применить балансный ПЧ.
fпч = 35Мгц — промежуточная частота.
1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].
Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при
Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр 6дб, шумовое отношение = 0.85,
rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм 7дб,
где Fнорм — нормированный коэффициент шума.
2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.
Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом. Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.
Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:
1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка l1.
2 — диод в стеклянном корпусе.

3 — низкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф.
3.Проектирование СВЧ — моста.
В балансном смесителе, предназначенном для малошумящего двухбалансного смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные, т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на, поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).

Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного смесителя.
СД — однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.
КД — квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ — моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.
5.5.1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.
Исходные данные:
fc=17.5Ггц.
Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость среды = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg =0.005, материал проводников — золото, проводящие линии имеют W=50.
1)Определяем волновое сопротивление основной линии:
Wл = W/ = 50/= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.
2)По формуле W/h = (314/ W) — 1, находим ширину полоски основной линии:
= ((314/ W) — 1)h = ((314/35.5) — 1) 0.5 = 0.97 мм.
Шлейфов:
= ((314/50) — 1) 0.5 = 0.55 мм.
3)По формулам:
= /, где — длина волны в линии,
— длина волны в воздухе,
— диэлектрическая проницаемость среды в линии,
= 0.5[1+ + (- 1)/]
Для основной линии:
= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /] = 6.61,
и = 23/4= 2.23 мм.
Для шлейфов:
= 6.26,
= 2.3 мм.
4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота: = 4.110см/м и толщину слоя = 0.78 мкм.
По формуле:
Rп = 1/ =,
Определим поверхностное сопротивление проводника:
— удельная проводимость проводника.
= 2f — рабочая частота.
=1.25610г/м — магнитная проницаемость в вакууме.
= относительная магнитная проницаемость среды.
Rп = 1/4.1= 0.031ом/м.
Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:
= 8.68 Rп/W,
= 8.680.031/35.5= 0.078 дб/см,
и щлейфа:
= 8.680.031/500.055 = 0.98 дб/см,
Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:
?= = 0.0780.223 = 0.017 дб,
?= 0.0980.23 = 0.023 дб.
5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезкав МПЛ моста, используя формулу:
=27.5
Потери основной линии:
?== 0.22327.3= 0.102дб.
Потери шлейфа:
?= 0.2327.3=0.115дб.
Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за большой величины tg — угла диэлектрических потерь).
6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:
?=?+?= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,

?= ?+?= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.
7)КСВ входных плеч моста:
=(2+3?+3?)/(2+?+?),
=(2+33)/(2+0.015+0.014)= 1.07.
Развязка изолированного плеча:
L= 20 lg ?+?)/(?+?)],
L= 35дб.
Потери моста:
L= 20 lg(1+?+?),
L= 20 lg(1+0.015 +0.014) = 0.3дб.
    продолжение
--PAGE_BREAK--Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.
Потерями моста (L0.3дб) можно пренебречь.
Определяем разброс параметров диодов в паре.
Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых СД согласно формуле:
r= rвых СД1/ rвых СД21+ 30/ rвых СД min,
r= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L= 0.5дб.
5.Находим rБС ср= 0.5 rвых СДср = 270 ом и принимаем LБС max = Lпрmax = 6дб.
nбс = nш = 0.85.
6. Рассчитываем величину:
Lr(дб) = 0.12 + 0.5 + 10lg1.07 = 0.92дб. По графику рис.7.22.[2] определяем коэффициент подавления шума гетеродина
Sш = 26дб.
7.Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:
Рг =123 =6мВт (при расчете оптимальной мощности гетеродина полагается равной паспортной Ргопт =3мВт).
8.Определяем шумовое отношение по формулам:
ma =10lgnгс10RTo,
где nгс — относительный спектр мощности шума,
ma — выбирается в пределах 100-180 дб/Гц,
R — постоянная Больцмана. R =1.3810 дж/К.
То= 273 К.
nгс= ant lg (ma /10)/10 RTo = ant lg (-180/10)/(101.3810273) = 25дб/Гц.
nг = nгс Рг.
nг = 256 = 150.
9.Рассчитываем коэффициент шума по формуле:
N= LL(n+ n/ LLS+ N-1),
где L- потери СВЧ моста, L=1,
nг — шумовое отношение. nг = 150.
n- шумовое отношение БС. n= 0.85.
S- коэффициент подавления шума гетеродина. S= 26дб.
N- коэффициент шума УПЧ. N= 4.
L- затухания в системе.
N= 1= 12дб.
Гетеродин выбираем по таблице 8.4, приведенной на стр.364[2]. Исходными данными является рабочая частота, выходная мощность мВт, и диапазон электрической перестройки частоты(механической перестройки частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте 17.5 Ггц). Полагаем и =-= 35Мгц, =+=17535Мгц, т.е. рабочая частота гетеродина составляет 17535Мгц, диапазон перестройки = 35 Мгц.
Итак, выбираем гетеродин типа VSX-9012, имеющий параметры:
-рабочая частота: 12.4-18Ггц.
-диапазон механической перестройки: = 0Мгц.
-диапазон электрической перестройки: =1000Мгц.
-выходная мощность гетеродина: 50мВт.
-напряжение питания: U= 8В.
-ток питания: I= 0.4 А.
В генераторах на диодах Ганна с полосковой и микрополосковой конструкцией используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, величина которой изменяется при изменении отрицательного смещения Uов на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи управления частотой. В схему генератора варактор можно включать последовательно или параллельно СДГ (рис.11). Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно- согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной lшл. Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ.

Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.
6.Проектирование и расчет УПЧ.
1) Коэффициент усиления по мощности преселектора.
К= КККрурч КрКрпч:
Где К=0.9, Курч =30; К ККрпч- соответственно определяем по вычисленным ранее значениям ранее затуханиям сигналов
в этих устройствах.
К= 1/L
Lузп= 0.8дб =1.21 К=0.825,
Lупзк= 0.66дб = 1.16 Кр= 0.85,
L пч = 6дб = 4 Крпч = 0.25.
К= 0.9= 56.5дб.
2)Мощность сигнала на входе на входе УПЧ при чувствительности Рап=15.510Вт, составит:
Р= 15.5105 = 77.510.
3)Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ, при согласовании этого каскада со смесителем, равно:
Uвхп=, где g= Zм(ом)- входная проводимость транзистора, который будет использоваться в УПЧ. Для УПЧ используют биполярные транзисторы.
В качестве транзистора выбираем ГТ 309А (по таблице приложения 4[2]), т.к. 0.3= 27Мгц. = 90 Мгц и выполняется условие (2-3).
Параметры ГТ 309А:
= 120Мгц, 0.3= 27Мгц, = 30 мА/В, g= 2 мСм, С= 70пф, g= 6мкСм, С= 8пф, С= 2пф, h= 50, Nм= 5дб, Iкбо= 2мкА.
4)Требуемый коэффициент усиления:
Ко= Uвых/Uвх п,
где Uвых — выходное напряжение ПЧ, равное входному напряжению детектору (0.01в).
5)Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ, т.к. ФСИ может дать лучшую избирательность, чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов, создающих основное усиление на ПЧ.
Исходные данные:
= 35Мгц- промежуточная частота,
П= 710Кгц- полоса пропускания,
=20дб- ослабление соседнего канала.
Рис. 13.Принципиальная схема каскада с ФСИ.
6)Определим величину:
=;
где — промежуточная частота,
d- собственное затухание контура,
П- полоса пропускания УПЧ.
d = 0.004, П = 1Мгц.
= = 0.38
7) Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n= 4.
8)Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним звеном:
Sеп1= Sеп/n, где Sеп- ослабление на границе полосы пропускания.
Sеп = 3дб.
Sеп1=3/4 = 0.75
9)По графикам рис.6.4 (стр.284[2]) для = 0.38 и Sеп1= 0.75 находим параметр.
= 0.83.
10) Определим разность частот среза:
= = 1.4Мгц/0.83 = 1.7Мгц.
11)Определим вспомогательные величины yи:
y=;
=;
y= 2/1.7= 1.65; = 0.260.83 = 0.2
12)По графику рис.6.3 находим для = 0.2 и y= 1.65:
S= 8дб.
13)Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной:
S= n,
где ?S- ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой.
S= 48дб — 3дб = 29 дб20дб.
14)Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального характеристического сопротивления: Wo= 10кОм.
15)Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам:

m=
Wog= 1010610 = 0.081,
Wog= 1010210 = 201;
16)По графикам (рис.6.6) стр.287[2]) определяем коэффициент передачи ФСИ для n= 2, = 0.2
Кпф= 0.65.
17)Рассчитаем коэффициент усиления каскада с ФСИ:
Коф= 0.5m mWoКпф
Коф= 0.510.20301010100.65 = 20.
Для требуемого усиления (140000) необходимо 4каскада. Тогда коэффициент усиления составит 160000. Превышением можно пренебречь.
18) Рассчитываем элементы, образующие звенья ФСИ.
Где m- соответствует коэффициенту трансформации m, — коэффициент связи (0.7-0.9).
7. Проектирование детектора широкоимпульсного сигнала с линейной частотной модуляцией.
Устройство, предназначенное для выделения огибающей процесса называется детектором. При Uм?0.3-0.5В диодный детектор работает в квадратичном режиме. Операцию получения квадрата огибающей выполняют в два приема: сначала с помощью линейного детектора выделяют огибающую, напряжение которой затем подают квадратор. Квадратор относится к устройствам, реализующим операцию умножения процесса на процесс. Наиболее совершенные перемножители — умножители компенсационного типа.
Рис.14. Умножитель компенсационного типа.
При подаче на вход 1 (U) напряжения U реализуется операция возведения в квадрат. Умножитель компенсационного типа состоит из двух перемножителей прямого действия. Простейшим умножителем является избирательный усилитель с регулируемым коэффициентом усиления. Так же в состав умножителя компенсационного типа входит операционный усилитель (ОУ). Амплитудный линейный детектор (АД) выполняют на полупроводниковых диодах или транзисторах. Диодные полупроводниковые детекторы могут иметь как последовательные, так и параллельные схемы включения.
Рис.15. Последовательная схема включения АД.
Источником сигнала является колебательный контур Lк, Ск, индуктивно связанный с выходом резонансного усилительного каскада. К нему подключен детектор, образованный диодом Д и нагрузкой RC. Фильтр (Lф и его паразитная емкость Сф) — уменьшает высокочастотные пульсации выходного напряжения.
Перед детектированием импульсы, принимаемые РЛ приемным устройством, согласно структурной схеме, проходят фильтровую обработку. Фо — представляет собой согласованный фильтр. Фильтр Фв — весовой сумматор на скользящем интервале.
Рис.16.Весовой сумматор на скользящем интервале.
Итак, коэффициенты устройств, входящих в структурную схему (до АД):
Капч= 0.95, Кузп= 0.9, Кувч= 5.5, Купзк= 0.92, Кпч= 0.5, Купч= 1,6, Кф= 0.1; после СФ (т.к. он ослабляет сигнал), необходимо ввести в схему усилитель с коэффициентом передачи: Кус= 10.
Введем каскад с ОЭ.
8.Проектирование АПЧ.
Для автоподстройки частоты гетеродина можно использовать частотный детектор приемника и управитель частоты (УЧАП), который должен работать при относительно медленном изменении частоты, вызванном нестабильностью передатчика и гетеродина приемника.
Рис.16. Принципиальная схема АПЧ.
В системе АПЧ используется частотный детектор. Его подключаем к каскаду УПЧ, выполненному на интегральной микросхеме К224УС3. Частотный детектор выполнен на расстроенных контурах с последовательным резонансом. (Д1, Д2, С1- С4,L1, L2, R1, R2).
Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на его выход ставим эммиттерный повторитель, в качестве которого использовали микросхему К2УЭ182. Коэффициент передачи ЭП — Кэп= 0.9. Учитывая, что уровни сигналов на входе на выходе ЧД велики, видеоимпульсы после ЭП необходимо усиливать в разных каналах.

Пиковые детекторы (на Д3 и Д4) — для формирования регулирующих напряжений, которые складываются после пиковых детекторов для получения результирующей характеристики частотного детектора.
Видеоусилители, к которым должны присоединятся пиковые детекторы построены на микросхемах К218УИ1 (импульсный усилитель на положительную полярность) и К218УИ2 (импульсный усилитель на отрицательную полярность), имеющие основные характеристики: Кву3, Riву= 100 ом.
Истоковый повторитель на полевом транзисторе КП102Л, служит для исключения шунтирования нагрузок пиковых детекторов.
10.Проектирование системы АРУ (автоматической регулирования усиления).
Исходные данные:
Тип АРУ: ИАРУ
Dвх =50 дб,
Dвых =10 дб.
Так как динамический диапазон входных выходных сигналов составляют 50 и 10дб, то требуемое изменение усиления УПЧ при максимальном ИАРУ составит раз.
Количество регулируемых каскадов:
n=, где — изменение усиления одного каскада.
Охватывая АРУ 3 каскада, регулировку усиления на выходной каскад УПЧ не вводят. Получаем требуемое изменение усиления одного каскада.
n= n=4/3 =1.33
= 22 — коэффициент передачи каждого из трех каскадов должен меняться в пределах: 0.23-5
Рис. 17 Принципиальная схема ИАРУ.
11.Проектирование видеоусилителя.
В видеоусилителях на транзисторах применяют схемы с общим эммитером, так как они обеспечивают наибольшее усиление.
Исходными данными для рассчета являются:
— необходимый коэффициент усиления: Кву =146.
— время установления импульса tуст.=0,4 мкс.( т.к. импульс- прямоугольный ).
— длительность импульсного сигнала? = 1.83 мкс.
— спад вершины =0.1.
— выброс вых. напряжения = 0.1.
-сопротивление источника сигнала =20 кОм.
— Rн =18 кОм. Сн =25 пФ.
1) Выбираем транзистор:
(1.4/)
6.2Мгц — граничная частота 60 Кгц.
Выбираем транзистор ГТ309А:
= 100-300.
2)Так как параметры выходного устройства R=18 Ком, С= 25 пф, то нагрузка имеет емкостной характер, то используем схему с общим эмиттером. Для необходимого коэффициента усиления ВУ, необходимо поставить два каскада с ОЭ.
Рис.18. Принципиальная схема видеоусилителя.
12. Конструкция приемника.
Основной задачей конструирования приемника является обеспечение работоспособности устройства с параметрами заложенными в его электронный расчет.
Необходимо добиться такого взаимного расположения каскадов и узлов на печатной плате, чтобы минимизировать паразитные связи; обеспечить жесткость конструкции, корозийной и стойкости устройства; обеспечить удобство управления, контроля, ремонта и транспортировки; уменьшить габаритные размеры и массу; согласовать конструктивно приемник с аппаратурой, с которой он работает.
Для уменьшения паразитных связей необходимо тщательно продумать размещение каскадов. Используют размещение схемы ‘в линейку’, либо ‘по периметру’.
Для обеспечения жесткости конструкции печатные платы крепятся на прочном основании. В профессиональных устройствах, имеющих блочную конструкцию такие рамы в виде кассет вставляются в кожухи.
При использовании приемника в тяжелых климатических условиях отдельные элементы и блоки помещают в специальные герметические кожухи.

При работе приемника необходим отвод тепла через естественную конвенцию воздуха.
Проектирование внешнего вида приемника является одной из важнейших задач и должно производиться в содружестве с художником. Форма и расположение ручек управления влияет на работоспособность оператора.
13. Заключение.
Расчет чувствительности РПУ определяем по фомуле:
РА=КТоПш, Nп-коэффициент шума приемника; Nп =3.
Тогда РАр = 1.38=5вт.
Ослабление по зеркальному каналу — 30дб.
Ослабление по соседнему каналу — 29дб.

Радиолокация как научно-техническое направление в радиотехнике зародилась в 30-х годах. Достижения авиационной техники обусловили необходимость разработки новых средств обнаружения самолетов, обладающих высокими характеристиками (дальностью, точностью). Такими средствами оказались радиолокационные системы.
Выдающийся вклад в развитие радиолокации внесли советские ученые и инженеры П. К. Ощепков, М. М. Лобанов, Ю. К. Коровин, Б. К. Шембель. В Советском Союзе первые успешные эксперименты обнаружения самолетов с помощью радиолокационных устройств были проведены еще в 1934/36 гг. В 1939 г. на вооружении войск ПВО поступили первые серийные отечественные радиолокаторы. Существенным шагом в развитии радиолокации было создание в 1940/41 гг. под руководством Ю. Б. Кобзарева импульсного радиолокатора. В настоящее время радиолокация одна из наиболее прогрессирующих областей радиотехники.
Получение информации в радиолокации сопряжено с наблюдением некоторой области пространства. Технические средства, с помощью которых ведется радиолокационное наблюдение, называются радиолокационными станциями (РЛС) или радиолокаторами; а наблюдаемые объекты — радиолокационными целями. Типичными целями являются самолеты, ракеты, корабли, наземные инженерные сооружения и т. п.
В радиолокации наиболее часто измеряются дальность между целью и РЛС, угловые координаты (азимут, угол места) и радиальная, относительно радиолокатора, составляющая скорости движения. (Азимут — это угол между направлением на цель и северным направлением, измеренный в горизонтальной плоскости. Угол места измеряется между вектором наклонной дальности и его проекцией на горизонтальную плоскость.) В задачу радиолокационного наблюдения в некоторых случаях входит также идентификация (распознавание) целей.
Понятие «система радиолокации» объединяет РЛС и другие связанные с ними технические средства, операторов, наблюдаемые цели и пространство, в котором ведется наблюдение.
Системы радиолокации практически всегда входит в состав более сложных суперсистем. Эти суперсистемы имеют важное военное и народнохозяйственное значение и находят разнообразное применение: для управления воздушным движением, в навигации самолетов, кораблей, в геофизических и астрофизических исследованиях и др.
Системы радиолокации составляют информационную часть таких суперсистем и функционируют совместно и во взаимной связи с другими подсистемами суперсистемы (радионавигации, радиоуправления, передачи информации).
Методы радиолокации.
Носителем информации в радиолокации является радиолокационный сигнал — электромагнитная волна, излучаемая целью. Это излучение может иметь различную природу; вторичное излучение (отражение), или собственное излучение радиоволн. В зависимости от способа образования радиолокационного сигнала различают активный, активный с активным «ответом” и пассивный методы радиолокации...
В активной радиолокации передатчик РЛС излучает в направлении на цель мощный зондирующий сигнал. При облучении цели электромагнитной волной часть энергии волны поглощается, а остальная — отражается. Приемник радиолокатора улавливает слабый отраженный сигнал. Обнаружение отраженного сигнала свидетельствует о наличии цели. Анализ принятого сигнала и сравнение его с излученным позволяет получить информацию о пространственном положении и движении цели относительно РЛС.
В активной радиолокации с активным ответом радиолокационный сигнал создается путем переизлучения зондирующего сигнала специальным радиоответчиком, установленным на цели. Системы, использующие такой метод, применяются для наблюдения самолетов, космических аппаратов, имеющих ретранслятор сигналов на борту.
Системы активной радиолокации могут быть совмещенными и разделенными. В первом случае приемная и передающая части РЛС совмещаются в едином устройстве; во втором — приемное и передающее устройства размещаются в различных точках пространства, на удалении друг от друга.
В пассивной радиолокации в качестве сигналов используется самопроизвольное электромагнитное излучение целей: собственное тепловое радиоизлучение физических тел или излучение радиотехнических устройств, установленных на цели. Пассивная РЛС имеет только приемное устройство, с помощью которого производится обнаружение целей и измерение их угловых координат.
На современном этапе развития техники часто оказывается затруднительным построение пассивных РЛС с высокими техническими характеристиками, использующими тепловое радиоизлучение, вследствие малой его интенсивности. Поэтому такие РЛС нашли ограниченное применение. Большое значение имеют специальные пассивные РЛС, предназначенные для радиоразведки.

Классификация систем радиолокации
В основу классификации систем радиолокации могут быть положены различные признаки. Для систем радиолокации, осуществляющих выделение, обработку и накопление информации о радиолокационных целях, наиболее существенными являются информационные признаки, а именно: назначение и характер получаемой информации. Однако для практики такая классификация часто оказывается недостаточной. Поэтому дополнительно вводят классификацию по способу формирования и обработки сигналов, по месту (объекту) размещения аппаратуры, по диапазону используемых радиоволн.
Элементом системы радиолокации, определяющим ее назначение, основные свойства, возможности практического использования, являются РЛС. В зависимости от назначения и характера получаемой информации можно выделить три класса РЛС.
1. РЛС обзорного типа. Назначение этих радиолокаторов— поиск, обнаружение целей и относительно грубое измерение их координат. Такие РЛС обеспечивают получение информации о многих целях одновременно. Отличительный признак этих РЛС — работа в режиме периодического обзора некоторой зоны пространства. Обзорные РЛС используются для наблюдения воздушного пространства, земной или водной поверхности.
2. РЛС следящего типа. Назначение таких РЛС — точное измерение и непрерывная выдача информации о значениях координат целей. РЛС следящего типа осуществляют слежение за одной или несколькими целями. В частности, РЛС следящего типа применяются для управления оружием, слежения за самолетами в системах УВД.
3. Специализированные измерители и РЛС ближнего действия. К этому типу отнесем устройства, выполняющие некоторую частную задачу. Как правило, такие устройства измеряют один параметр положения или движения цели (объекта) и работают по

заведомо одной цели. По назначению рассматриваемые устройства обладают большим разнообразием. В качестве примера укажем на РЛС, используемые как навигационные измерители — самолетный радиовысотомер, доплеровский измеритель вектора скорости самолета.
Существуют также комбинированные и многофункциональные РЛС. В комбинированной системе совмещаются обзорная и следящая РЛС. Наиболее совершенными являются многофункциональные РЛС. Такие РЛС могут одновременно совершать обзор пространства и слежение за целями.
Схемно-техническое построение и конструкция РЛС в существенной мере зависят от места (объекта) размещения, от способа формирования и обработки сигналов. По месту установки РЛС подразделяются на наземные (стационарные и передвижные) и бортовые: самолетные, космические, корабельные.
По способу формирования и обработки сигналов различают РЛС импульсные и с непрерывным излучением, когерентные и некогерентные, одноканальные и многоканальные.
Характеристики и параметры систем радиолокации принято подразделять на тактические и технические. Первые из них определяют возможности практического использования системы.
Перечислим основные тактические характеристики и параметры.
1. Зона действия (рабочая зона) — область пространства, в которой РЛС выполняет свои функции, определенные ее назначением.
2. Измеряемые координаты и точности их измерения. Измеряемые координаты определяются назначением РЛС. Существуют одно-, двух- и трехкоординатные РЛС. Измерение координат сопровождается погрешностями, которые ограничивают возможности тактического использования РЛС. Чрезмерное увеличение точности приводит к усложнению конструкции и к неоправданному повышению стоимости системы.
Разрешающая способность РЛС характеризует возможность раздельного наблюдения целей и измерения их параметров при малом отличии этих параметров. Различают разрешение по дальности, по направлению и по скорости. Цели, не разрешаемые ни по дальности, ни по направлению, ни по скорости, воспринимаются радиолокатором как одна цель. Во многих случаях тактического применения РЛС разрешающая способность является характеристикой первостепенной важности, определяющей саму возможность практического использования РЛС.
4. Помехозащищенность характеризуется способностью РЛС выполнять свои функции в условиях воздействия различного рода помех, естественных и организованных.
5. Пропускная способность определяется плотностью случайного потока целей, информация о которых обрабатывается радиолокатором и выдается с заданной точностью.
6. Время развертывания (приведения в рабочее состояние). Этот параметр характеризует возможность использования РЛС в условиях скоротечно изменяющейся обстановки.
7. Надежность. Понятие надежности является общим для РТС различного назначения. Сущность надежности определена выше.
Значения тактических характеристик обеспечиваются техническими параметрами РЛС. К основным техническим параметрам относятся:
•способ обзора рабочей зоны;
• вид модуляции зондирующих колебаний и способ обработки сигналов в приемнике;
•способы измерения координат;
•несущая частота излучаемых колебаний;
•мощность передатчика, чувствительность приемника;
•форма и ширина ДН антенны;
•габариты, масса аппаратуры;
•энергия, потребляемая от первичного источника.
В определенных условиях некоторые технические параметры могут переходить в разряд тактических и наоборот. Например, при размещении РЛС на КА масса

габариты, потребление энергии определяют возможность использования системы и поэтому должны рассматриваться как тактические параметры.
Исключительно важной характеристикой систем радиолокации являются экономические затраты на их производство и эксплуатацию. Аппаратура РТС, в которых существенный удельный вес имеют системы радиолокации, обладают большой стоимостью. Трудоемкость изготовления, экономические затраты часто определяют возможность и целесообразность производства аппаратуры.
3.Сигналы и цели в радиолокации
Общая характеристика радиолокационных сигналов. В активной радиолокации информация о целях образуется в результате взаимодействия зондирующего сигнала с целью и заключена в самом факте наличия отраженного сигнала и в его параметрах. Цель «модулирует» отраженный сигнал. Эта модуляция имеет разносторонний характер. С одной стороны, параметры сигнала приобретают регулярную зависимость от параметров положения и движения цели. Это, прежде всего, направление распространения фронта отраженной волны, характеризующее пространственное положение (угловые координаты) цели; запаздывание отраженного сигнала, возникающее при распространении электромагнитной волны от РЛС до цели и обратно и определяющее дальность до цели; доплеровское смещение частоты отраженного сигнала, характеризующее радиальную составляющую скорости движения цели относительно РЛС. Очевидно, что время запаздывания сигнала ф пропорционально дальности:
    продолжение
--PAGE_BREAK--ф =2д/с

(1)
В свою очередь, доплеровское смещение частоты связано с радиальной скоростью цели соотношением:
f=2fv/c

(2)
С другой стороны, на структуру отраженного сигнала влияют случайный характер отражения электромагнитных волн от реальных целей, а также случайные изменения условий распространения электромагнитных волн, нестабильность параметров аппаратуры. Поэтому параметры отраженного (принимаемого) сигнала флуктуируют случайным образом относительно своих средних значений. Эти флуктуации, как правило, понижают эффективность устройств обнаружения целей и измерения их координат.
Существенно, что возмущающие факторы являются медленно изменяющимися процессами. На отрезке времени, меньшем интервала корреляции флуктуации, помеховая модуляция слабо влияет на характер связей, имеющихся в сигнале. Например, при когерентном зондирующем сигнале в отраженном сигнале на этом интервале также сохраняется когерентность. (Напомним, что под когерентностью понимают наличие жесткой связи между фазами сигнала в различные моменты времени). На больших интервалах времени такие связи в сигнале разрушаются.
Извлечение полезной информации о целях состоит в обнаружении отраженного сигнала и измерении средних значений его случайных параметров. Иногда удается извлечь также информацию из средних статистических характеристик флуктуации. Например, известны системы, в которых спектральные характеристики флуктуации используются для идентификации (классификации) воздушных целей—самолетов.
Общая характеристика зондирующих сигналов.
Зондирующие сигналы, естественно, не несут какой-либо информации о радиолокационных целях. Эти сигналы играют подчиненную роль. Однако, как показано ниже, структура зондирующего сигнала, способ его модуляции имеют важное значение. Выделение принятого сигнала из шума и измерение его параметров предполагает наличие некоторой зависимости между отраженным и зондирующим сигналами. Обнаружение и измерение осуществляется путем сопоставления принятого сигнала с ожидаемым, который формируется из зондирующего сигнала или «фиксируется» в согласованном фильтре приемника путем соответствующего выбора его характеристик.
К зондирующим сигналам предъявляются различные требования. Они должны обладать энергией, достаточной для обнаружения целей в шумах; обеспечивать возможность измерения координат, разрешения целей, подавления пассивных помех (сигналов, отраженных объектами, не являющимися целями); иметь «хорошую» практическую реализуемость.
При выборе зондирующего сигнала в радиолокации особое внимание уделяется обеспечению разрешающей способности по времени (дальности) и по частоте (радиальной скорости). (Разрешающая способность по угловым координатам в основном зависит от направленных свойств антенны.) Заметим, что под разрешающей способностью по времени понимают минимальный сдвиг сигналов во времени, при котором их запаздывание может быть измерено раздельно. Аналогично разрешающая способность по частоте равна минимальному частотному сдвигу, при котором воз можно раздельное измерение частоты сигналов.
В большинстве практических случаев в пределах рабочей зоны РЛС находятся большое количество целей или цели и объекты, создающие пассивную помеху. Благодаря разрешению возникает возможность выделения полезных сигналов и ослабления воздействия помех. Некоторые РЛС предназначены для получения изображения (например, радиолокационной карты местности), качество которого полностью зависит от разрешающей способности РЛС. Кроме того, высокое разрешение всегда сочетается с высокой точностью измерения соответствующей координаты (обратное утверждение, в общем случае, не справедливо: существуют точные методы измерения параметров сигналов, при которых разрешение не обеспечивается). Поэтому разрешающая способность является од ним из важнейших параметров РЛС.
Определим параметры сигналов, влияющие на разрешение. В теории сигналов доказывается, что разрешающая способность по времени обратно пропорциональна ширине спектра сигнала.
Для получения разрешения по времени (дальности) необходимо, чтобы зондирующие (и отраженные) сигналы обладали достаточно широким спектром. Сигналы, имеющие бесконечно узкий спектр, например непрерывное гармоническое колебание, разрешением по времени не обладают. Убедиться в этом можно из физических представлений. Для обеспечения разрешения необходимо, чтобы на интервале времени структура сигнала претерпевала существенные изменения, позволяющие отличить этот сигнал от другого сигнала. Такие изменения происходят, например, в импульсном сигнале за время его длительности или в случайном непрерывном процессе за время его корреляции. Эти процессы имеют спектр конечной ширины, причем длительность импульса и время корреляции случайного процесса обратно пропорциональны ширине спектра. Таким образом, «быстро изменяемость» сигнала во времени характеризуется шириной его спектра.
Подобным образом, разрешающая способность по частоте (радиальной скорости) зависит от длительности сигнала и составляет величину, обратно пропорциональную длительности. Физическая суть этого свойства состоит в следующем. Из определения частоты колебания, как числа его полных периодов в единицу времени, следует, что частота некоторого колебания может быть зарегистрирована при времени наблюдения, длительность которого не меньше одного периода этого колебания. Аналогично, чтобы зафиксировать различие частот двух колебаний, необходима длительность сигнала не меньшая периода разностной частоты.
Физическая сущность явления отражения радиоволн. В изотропной среде электромагнитные волны распространяются прямолинейно и с постоянной скоростью.

Любая неоднородность электрических параметров среды (диэлектрической и магнитной проницаемости, проводимости) приводит к возникновению рассеяния электромагнитных волн. На поверхности цели, как на границе раздела двух сред, под воздействием поля волны, возникают токи проводимости, если поверхность проводящая, или токи смещения в диэлектрике. Эти токи являются причиной вторичного излучения радиоволн.
Интенсивность вторичного излучения и характеристика рассеяния радиоволн в различных направлениях зависят от геометрических размеров и конфигурации цели, физических свойств ее вещества, длины и поляризации падающей волны. Цели, имеющие малые по сравнению с длиной волны геометрические размеры, слабо рассеивают электромагнитные волны. Электромагнитные волны огибают такие цели. В дальнейшем будем полагать, что размеры цели существенно превышают длину волны.
Понятие об эффективной площади рассеяния целей. В расчетах дальности действия систем радиолокации весьма затруднительно учесть характеристики, присущие каждой конкретной цели (габариты, конфигурацию и т. д.). Поэтому вводится стандартная мера отражающих свойств целей, которая носит название эффективной площади рассеяния (ЭПР) и позволяет формализовать расчеты дальности действия. В этих расчетах принимаются во внимание не конкретные характеристики целей, а величина их ЭПР, которая имеет размерность площади. Понятию ЭПР можно дать следующую интерпретацию: эффективная площадь рассеяния цели количественно равна площади не поглащающей и равномерно во всех направлениях рассеивающей электромагнитные волны поверхности, которая, будучи расположена нормально лучу радиолокатора, создает у его приемной антенны поле той же интенсивности, что и реальная цель.
Методы измерения координат целей
Измерение угловых координат. В радиолокации применение находят амплитудные (максимума и сравнения) и фазовые методы измерения угловых координат.
Метод максимума (анализа огибающей) реализуется с помощью остронаправленной антенны. Применяется этот метод преимущественно в РЛС обзорного типа. При обзоре пространства сканирующий луч радиолокатора проходит направление на цель. Огибающая амплитуд пачки импульсов принимаемого сигнала изменяется в соответствии с формой диаграммы направленности антенны и достигает максимального значения в момент времени, когда луч антенны направлен на цель. Измеренное направление отождествляется с положением луча антенны в этот момент времени. Измерение направления, таким образом, сводится к анализу огибающей принятого сигнала и фиксации момента времени, соответствующего экстремуму огибающей.
Метод сравнения реализуется с помощью направленной антенны, имеющей два пересекающихся в пространстве лепестка. Максимумы лепестков ДН смещены относительно равносигнального направления РСН на некоторый угол б. Метод основан на сравнении амплитуд сигналов, принятых по этим лепесткам; при равенстве амплитуд направление на цель совпадает с равносигнальными—РСН. При отклонении цели относительно равносигнального направления возникает сигнал рассогласования, величина которого определяется степенью отклонения, а знак (полярность) стороной отклонения. Пеленгационная характеристика угломерного устройства является нечетно симметричной функцией. Благодаря характеристике такого вида метод сравнения оказывается весьма удобным для применения в измерителях координат следящего типа. Крутизна пеленгационной характеристики в равносигнальном направлении имеет максимальную величину. Поэтому метод сравнения позволяет обеспечить при равных условиях более высокую точность по сравнению
с методом максимума.
Известны два вида радиопеленгаторов, использующих метод сравнения: многоканальный (моноимпульсный) и одноканальный.
5.Радиолокационные станции следящего типа
Общие сведения.
Обзорные РЛС не обеспечивают получения информации, необходимой для решения некоторых практических задач непрерывного измерения координат цели, имеют низкий темп выдачи информации. Применение режима слежения позволяет измерять координаты целей с повышенной точностью и непрерывную выдачу их значений. РЛС следящего типа осуществляют слежение за угловыми координатами целей, а также за их дальностью или радиальной скоростью. В некоторых случаях, например в импульсно-доплеровских РЛС, возможно слежение за всеми перечисленными параметрами положения и движения цели. В соответствии со своим назначением РЛС следящего типа именуются также координатами.
Одноканальные СИН с коническим сканированием луча. Коническое сканирование создается с помощью осесимметричного иглообразного луча путем его вращения, при котором ось симметрии ДН описывает в пространстве конус (рис. 1). Вращение диаграммы направленности излучаемой энергии с частотой т осуществляется двигателем ДВ, вращающим параболический отражатель (или вибратор) антенны так, что ось максимума излучаемой энергии описывает в пространстве конус. Телесный угол конуса должен быть меньше удвоенного угла раствора луча. Вращение отражателя из конструктивных соображений применяется при сравнительно небольших диаметрах зеркала. При вращении вибратора необходимо подвижное волноводное сочленение, которое менее удобно, но необходимо при сравнительно больших диаметрах зеркала.

Для образования конического сканирования диаграммы вращением отражателя оптическая ось параболического отражателя смещается на некоторый угол относительно оси вращения. При образовании же конуса вращением вибратора соответственно смещается облучатель относительно оптической оси отражателя.
Частота вращения луча, или частота сканирования ЧK, лежит обычно в пределах 25—80 периодов в секунду. Стабильность частоты вращения луча обеспечивается автоматической стабилизацией скорости вращения двигателя ДВ. При сканировании диаграммы образуется равносигнальное направление.
Равносигнальным направлением называется такое направление в пространстве, на котором амплитуды импульсов, отраженных от объекта, не изменяются при вращении диаграммы направленности. Это направление совпадает с осью, относительно которой вращается максимум излучения.
Нетрудно видеть, что ось вращения является РСН, так как амплитуда сигналов, принимаемых с этого направления, не зависит от текущего положения сканирующего луча. Угол при вершине конуса выбирается малым (соизмеримым с шириной ДН) так, чтобы сигналы, поступающие с РСН, имели достаточно высокий уровень. При смещении цели от РСН возникает амплитудная модуляция принимаемых сигналов
S(t)=А[1+Mcos(їt-ц)]cos(щt+ш) (3)
где A, щ, ш—соответственно амплитуда, частота и начальная фаза несущего колебания; ї — частота сканирования; М—коэффициент модуляции; ц — начальная фаза огибающей модуляции. Коэффициент модуляции М=мг где м — параметр антенны, г — угловое рассогласование, несет информацию о степени отклонения цели от равносигнального направления, а фаза ц— о стороне отклонения.
Ясно, что информация об угловых координатах из сигнала (3) может быть извлечена в результате последовательного сравнения значений его амплитуды. Существенно, что время этого анализа не может быть меньше периода сканирования Т=2р/ї.
Принятый сигнал S(t) отфильтровывается от помех и усиливается в супергетеродинном приемнике координатора. Приемник охвачен АРУ, постоянная времени которой выбирается больше периода сканирования луча антенны T. Такая схема АРУ исключает зависимость амплитуды на выходе приемника от интенсивности принимаемых сигналов, но не подавляет модуляцию сигналом рассогласования. Амплитудный детектор приемника (АД) выделяет огибающую амплитудной модуляции-сигнал рассогласования Sp. В импульсных РЛС на выходе АД имеет место последовательность видеоимпульсов, модулированная по амплитуде сигналом рассогласования. Детектор сигнала рассогласования — ДСР (пиковый детектор) преобразует импульсный сигнал в непрерывный. С учетом нормирующего действия АРУ
Sp(t)=АоMcos(їt-ц), (4)
где Ао — константа.
Амплитуда Ао и фаза ц сигнала рассогласования (4) определяют направление на цель относительно РСН в полярных координатах. Управление положением антенны производится в двух взаимно перпендикулярных плоскостях, т.е. в декартовых координатах. Поэтому сигнал рассогласования в фазовых детекторах (ФД) раскладывается на две ортогональные составляющие, которые используются для управления положением антенны в горизонтальной и вертикальной плоскостях.
На входы ФД поступают сигналы рассогласования и опорные-напряжения, имеющие фазовый сдвиг на р/2:
U1(t)=Ucosїt,
U2(t)=Usinїt.
Схема РЛС автоматического сопровождения цели
Опорные напряжения вырабатываются генератором опорных напряжений — ГОН, механически сопряженным с приводом вращения облучателя зеркала антенны. Фазовый сдвиг опорных напряжений на р/2 создается в фазовращателе. Фаза опорных напряжений однозначно связана с фазой сканирующего в пространстве луча. На выходе ФД образуются напряжения рассогласования пропорциональные величинам углового рассогласования, а в горизонтальной плоскости и в в вертикальной плоскости
Ux=Uoб, Uy=Uoв (5)
где Uo постоянная величина.
В каналах управления антенной напряжения рассогласования (5) усиливаются и поступают на двигатели электропривода, поворачивающие антенну в горизонтальной и вертикальной плоскостях соответственно. Антенна перемещается в положение, в котором РСН совмещается с направлением на цель. При этом Ux→0 и Uy→0.
Коническое сканирование на сантиметровых волнах создается с помощью параболической антенны, облучатель зеркала которой быстро вращается в фокальной плоскости по окружности малого радиуса с помощью электромеханического привода. При малых размерах отражателя сканирование создается с помощью наклонного сбалансированного зеркала, вращающегося вокруг неподвижного облучателя. Благодаря этому упрощается конструкция СВЧ-части антенны и устраняется нежелательное вращение плоскости поляризации, присущее первому способу. Частота сканирования обычно составляет несколько десятков герц. Антенна, приемник СИН с коническим сканированием имеют более простую конструкцию по сравнению с моноимпульсными измерителями лучшие массо-габаритные показатели и меньшую стоимость. Для измерения направления в двух взаимно перпендикулярных плоскостях в таких СИН достаточно одного приемного канала. К элементам и узлам антенны и приемника предъявляются умеренно жесткие требования к точности и стабильности.
Наряду с достоинствами, одноканальным СИН присущи недостатки. Главным из них является наличие модуляционных погрешностей, обусловленных внешней амплитудной модуляцией принимаемых сигналов. Такая модуляция приводит к образованию ложного сигнала рассогласования на выходе приемника и, как следствие к погрешностям измерения угловой координаты. В отличие от многоканальных СИН в одноканальном измерителе модуляционная помеха не может быть полностью устранена. В самом деле, модуляция с частотой, близкой Ω, не подавляется инерционным АРУ приемника. Вследствие близости частот истинного и ложного сигналов рассогласования они не могут быть разделены также с помощью фильтров.
Управляющее напряжение представляет собой напряжением постоянного тока, значение которого определяет величину угла, а знак — направление поворота антенны в данной плоскости.
Из выраженийU1(t)=Ucosїt,U2(t)=Usinїt следует, что управляющее напряжение данного канала равно нулю, когда напряжение ошибки равно нулю или имеет максимальное значение в другом канале.
Управляющее напряжение поступает на усилитель следящей системы канала и после усиления по мощности в виде напряжения U1 подается на стабилизирующий двигатель СД. Исполнительные двигатели каналов через редукторы управляют положением головки антенны одновременно в двух взаимно перпендикулярных плоскостях. В результате антенна при возникновении сигнала ошибки перемещается по азимуту и наклону до совмещения равносигнального направления с направлением на объект. Поскольку объект, например самолет, непрерывно перемещается, система следит, непрерывно поворачивая антенну на некоторый угол.
Следящая система управления антенной в радиолокационной станции автоматического сопровождения по направлению — двухканальная связанная. Управление положением антенны производится раздельно по двум каналам. Система имеет общие для двух каналов сигнал ошибки и выход (положение антенны).
Электроавтоматическая часть станций автоматического сопровождения по направлению — одна из наиболее сложных и совершенных. Кроме электроавтоматики, связанной непосредственно с управлением антенны по угловым координатам, станции такого типа имеют системы, обеспечивающие автоматическое регулирование частоты сканирования диаграммы направленности, автоматического сопровождения по дальности АСД и вычислительные устройства
Естественные флуктуации амплитуды отраженного сигнала проявляются в СИН как эквивалентные флуктуации углового положения цели. Возникающие таким образом модуляционные погрешности снижают точность измерителя. Преднамеренная активная помеха, модулированная по амплитуде с частотой сканирования ї, может полностью нарушить работоспособность одноканального СИН. Существуют также другие специфические факторы, снижающие точность СИН с коническим сканированием. Однако, несмотря на отмеченные недостатки, одноканальные СИН имеют достаточно широкое распространение. В частности, они применяются в пассивных радиолокационных головках самонаведения ракет. Для таких, безвозвратно теряемых при практическом использовании устройств простота аппаратуры и хорошие экономические показатели одноканальных СИН имеют первостепенное значение. Решению проблемы помехозащищенности в этом случае способствует скрытность работы пассивных бортовых РЛС.
Рассмотрим временные диаграммы преобразования радиосигнала РЛС на примере, предложенном на рисунке ниже (Цель находится точно над точкой равносигнального состояния.)
6. Фазовый детектор
Фазовым детектором (ФД) называется устройство, напряжение на выходе которого зависит от разности фаз двух сравниваемых напряжений одной частоты или очень близких частот.
ФД применяется в широком диапазоне частот от нескольких десятков Гц до десятков МГц.
Особенности развития и примеры современных РЛС
Некоторые особенности развития современных РЛС. В развитии систем радиолокации наблюдаются различные тенденции. С одной стороны, теория и практика радиолокации накопили достаточно большое количество эффективных алгоритмов. Поэтому некоторые категории аппаратуры в своем развитии проходят несколько поколений без существенного изменения принципа действия. Все усилия в таком развитии направлены на совершенствование конструкций и технологии, повышение надежности.
Однако в большинстве своем системы радиолокации, особенно военного назначения, динамично развиваются. Одним из перспективных направлений такого развития за рубежом считают создание многофункциональных и многорежимных РЛС, в которых решаются многие, стоящие перед радиолокацией проблемы. В таких РЛС предусматриваются возможность адаптации к конкретной тактической обстановке, выбор оптимального режима работы (вид зондирующего сигнала, способ сканирования луча антенны, способ обработки сигналов).
Многофункциональные РЛС, по мнению специалистов, должны решать различные задачи: обзор пространства, обнаружение целей, слежение за траекториями, автоматизированный выбор целей, переход в режим слежения за координатами целей. Многофункциональные РЛС ЛА к тому же должны решать навигационные задачи: следование по рельефу местности, доплеровское измерение вектора скорости самолета. В таких РЛС применяются многие перспективные технические решения: электронное малоинерционное управление лучом антенны, когерентная обработка сигналов с использованием цифровой фильтрации на основе алгоритма БПФ, применение сложных зондирующих сигналов, синтезирование (доплеровское сужение) ДН антенны. Основу для построения многофункциональных РЛС составляют: а) ФАР — антенна, способная быстро и с высокой точностью изменять ДН, и б) высокопроизводительная и гибкая цифровая система обработки сигналов и управления, реализованная с помощью ЭВМ и специализированных цифровых процессоров.
В современных РЛС первостепенное значение уделяется проблеме помехозащищенности. В слабо защищенных РЛС под воздействием создаваемых противной стороной помех резко ухудшаются основные технические параметры или теряется работоспособность вообще. Практически эффективные помехи удается создать, если известны основные параметры РЛС: несущая частота, структура зондирующего сигнала. Скрытность, способность РЛС к быстрому изменению параметров затрудняют постановку помех.
Для обеспечения помехозащищенности в перспективных РЛС, наряду с традиционными способами защиты от помех, такими, как изменение рабочей волны, одновременная работа на нескольких несущих частотах изменение структуры зондирующих сигналов, применение антенн с малым уровнем боковых лепестков, используются более сложные способы, требующие больших аппаратных затрат. В качестве примера укажем на режим «замораживания» радиолокационного изображения. В таком режиме передатчик РЛС изучает относительно короткие серии зондирующих сигналов с длительными паузами между ними. На время пауз производится запоминание («замораживание») радиолокационного изображения. Параметры сигналов в каждой серии изменяются. Тем самым повышается скрытность работы РЛС. Режим замораживания возможен благодаря применению ЭВМ для обработки сигналов. Информация при этом хранится в памяти ЭВМ.
Кардинальное решение проблемы помехозащищенности, а также защиты от противорадиолокационных ракет зарубежные специалисты видят в двухпозиционных (многопозиционных) РЛС, у которых передающая часть размещается на одном носителе (самолете), а приемная часть — на другом. В такой системе скрытность и помехозащищенность приемной части обеспечивается
благодаря отсутствию излучения. Защищенность носителя передающей части достигается путем его удаления от средств поражения. Однако при создании таких РЛС возникают трудно решаемые задачи согласования сканирования приемной и передающей антенн, фазовой синхронизации приемника и передатчика, обеспечения требуемых энергетических соотношений.
Развитие техники радиопротиводействия и защиты: от помех носит состязательный характер. Поэтому приведенные выше сведения далеко не исчерпывают возможных способов обеспечения помехозащищенности РЛС. Однако ясно, что решение этой проблемы сопряжено с существенным усложнением схем и конструкций современных РЛС.
Список литературы
1. Современная радиолокация. Анализ, расчет и проектирование. Под редакцией Кобзарева Ю.В., М., Сов.радио, 1969г.-704стр.
2. Дулевич В.Е. Теоретические основы радиолокации. М., Сов.радио, 1978г. – 608стр.
3. Ширман Я.Д. Теоретические основы радиолокации. М., Сов.радио, 1970г. – 560стр. 4. Перминов И.Г. «Физические основы получения информации». 2006 год.