КУРСОВАРОБОТА
зкурсу Аналогова схемотехніка
темаРозрахунок електронних схем
Зміст
1. Теоретичні відомості.
1.1 Живлення ланцюгів транзистора.
1.2 Властивості каскадів прирізних ввімкненнях транзистору.
1.3 Активні фільтри.
1.4 Генератори коливань.
2. Розрахункова частина.
2.1 Підсилювальні каскади набіполярних транзисторах.
2.1.1 Завдання.
2.1.2 Методика розрахунку.
2.1.3 Кінцеві схеми з вказаниминоміналами елементів.
2.1.4 Висновки.
2.2 Активні RC–фільтри нижніхчастот.
2.2.1 Завдання.
2.2.2 Методика розрахунку.
2.2.3 Кінцеві схеми з вказаниминоміналами елементів.
2.2.4 Розрахунок амплітудно–частотниххарактеристик схем.
2.2.5 Висновки.
2.3. RC–генератори.
2.3.1 Завдання.
2.3.2 Методика розрахунку.
2.3.3 Кінцева схема з вказаниминоміналами елементів.
2.3.4 Амплітудно–частотнахарактеристика фазозсуваючого ланцюга.
2.3.5 Висновки.
3. Висновки по роботі.
Список літератури.
1. Теоретичні відомості
1.1 Живлення ланцюгів транзистора
Джерело живленняобирають залежно від призначення підсилювача і необхідної вихідної потужності(напруга сигналу на заданому навантаженні). Якщо є вимоги до економічностіпідсилювача, обирають як можна меншу напругу живлення. Внутрішній (вихідний)опір джерела живлення повинен бути досить малим, щоб небажані зворотні зв’язкичерез загальне джерело живлення каскадів не призводили до нестабільності характеристикпідсилювача.
Живлення БТ типу /> в режимі підсиленняздійснюється подачею негативної напруги на колектор и невеликої позитивноїнапруги на емітер (відносно бази). Живлення БТ типу /> відрізняєтьсялише полярністю напруги джерел напруги.
На рис. 1.1приведені найпростіші схеми резистивних підсилювальних каскадів на БТ,ввімкнених по схемі з ЗЕ. Необхідну напругу на базу можна подавати черезрезистор /> (рис. 1.1, а) або здільника напруги /> (рис. 1.1, б).Опір /> у багато разів перевищуєопір переходу база–емітер для постійного струму, тому зміщення через резистор /> називають зміщенняфіксованим струмом бази. Зміщення за допомогою дільника напруги меншезмінюється при зміні температури, старінні та заміні екземплярів транзисторів,тому воно називається зміщенням фіксованою напругою база–емітер.
Напругу зміщенняна базу можна подавати паралельно з напругою сигналу (рис. 1.1, а, б) тапослідовно з напругою сигналу, якщо сигнал подається через трансформатор (рис. 1.1,в). Зміщення на базу з дільника напруги також можна подати і послідовно знапругою сигналу. Для цього в схемі на рис. 1.1, в паралельно конденсатору /> треба включити резистор.При послідовному включенні напруги сигналу та зміщення вхідний опір каскадубільше, ніж при паралельному.
1.2 Властивості каскадів при різних ввімкненняхтранзистору
Ввімкненнятранзистору з ЗБ дозволяє отримати підсилення тільки напруги. Коефіцієнтпідсилення струму при такому включенні менше одиниці і мало змінюється призміні режиму роботи, температури і заміні екземпляру транзистору. Коефіцієнтпідсилення потужності порівняно невеликий, однак при заміні екземплярівтранзисторів, їх старінні та зміні температури змінюється значно менше, ніж приінших схемах включення.
Вхідний опіртранзистора при включенні з ЗБ менше, ніж при інших включення і знаходиться вмежах від десятих долей ома (для транзисторів великої потужності) до десятківом (для транзисторів малої потужності). При збільшенні опору навантаженнявхідний опір зростає. Вихідний опір при включенні з ЗБ більше, ніж при іншихвключення і зростає при збільшенні внутрішнього опору джерела сигналу.Коефіцієнт гармонік зазвичай не перевищує декількох відсотків навіть приповному використанні транзистора.
/>
Включеннятранзистору з ЗЕ дозволяє отримати підсилення як струму, так і напруги сигналу.Коефіцієнт підсилення потужності при такому включенні найбільший, однак вінсильно змінюється при зміні режиму транзистора, температури та замініекземплярів транзисторів. Вхідний опір транзистора значно вище, ніж привключенні з ЗБ і знаходиться в межах від декількох ом (для транзисторів великоїпотужності) до тисяч ом (для транзисторів малої потужності). При збільшенніопору навантаження вхідний опір зменшується. Вихідний опір менше, ніж привключенні з ЗБ, і зменшується при збільшенні внутрішнього опору джереласигналу. Коефіцієнт гармонік більше, ніж при інших включеннях. Однак такевключення використовується найбільш широко, оскільки дозволяє отриматинайбільше підсилення потужності (напруги при заданому опорі навантаження).
Включеннятранзистора з ЗК дозволяє досягти найбільшого вхідного опору (до сотень кілоомдля БТ малої потужності). Цей опір суттєво зростає при збільшенні опорунавантаження. Вихідний опір при такому включенні менше, ніж при інших включенняхі знаходиться в межах від десятих долей ома (для транзисторів великоїпотужності) до тисяч ом (для транзисторів малої потужності). Він різко зростаєпри збільшенні внутрішнього опору джерела сигналу. Коефіцієнт підсиленнянапруги менше одиниці, коефіцієнт підсилення струму більше, ніж при включенні зЗЕ и сильно змінюється при зміні режиму роботи, температури і замінітранзисторів.
1.3 Активні фільтри
Підсилювачі, щомають виборчі властивості, умовно поділяють на фільтри нижніх і високих частот,а також смугові та режекторні (загороджувальні). Фільтри низьких і високихчастот відповідно пропускають тільки низькі або тільки високі частоти, смуговіта режекторні забезпечують пропускання або непропускання сигналів певних частот.
Для отримання впідсилювачах виборчих властивостей в області низьких частот (нижче />) переважно застосовують />ланцюги інтегруючого абодиференціюючого типів. Вони включаються на вході або виході підсилювача іохоплюють його частотно–залежним зворотнім зв’язком.
В області високихчастот в якості фільтрів низьких частот широко застосовують високоякіснідроселі, а смугові і режекторні фільтри виконують на основі використаннякотушок індуктивності (/>фільтри).
В окремихвипадках використовують електромеханічні фільтри, які відносяться до числасмугових та мають резонансну частоту, рівну частоті власних механічних коливаньсистеми. Добротність таких фільтрів зазвичай велика (сотні…тисячі одиниць), алеперестройка частоти ускладнена. Тому електромеханічні фільтри в основномувикористовують в техніці зв’язку та радіомовленні, де маються стандартнівизначені робочі частоти.
Під активнимифільтрами зазвичай розуміють електронні підсилювачі, що мають />ланцюги, ввімкненні так, щоу підсилювача з’являються виборчі властивості. При їх застосуванні вдаєтьсяобійтись без громіздких, дорогих і нетехнологічних котушок індуктивностей істворити низькочастотні фільтри в мікроелектронному виконанні, в яких основніпараметри можуть бути змінені за допомогою зовнішніх резисторів таконденсаторів.
Найпростішіфільтри високих і низьких частот показані на рис. 1.2, а, в. В них конденсатор,визначаючий частотну характеристику, ввімкнений в ЗЗ.
/>
Для фільтрувисоких частот, який часто використовується в якості диференціюючого пристрою,коефіцієнт передачі
/>.
Переходячи дооператорного запису, отримаємо передавальну функцію
/>,
де />.
ЛАЧХ даногофільтра наведена на рис. 1.2, б. Частоту спряження асимптот /> находять з умови />, звідки
/>.
Для фільтрунизьких частот (рис. 1.2, в) аналогічно розглянутому маємо
/>
або воператорному вигляді
/>,
де />.
ЛАЧХ фільтрунизьких частот показана на рис. 1.2, г. Так як на частоті спряження асимптотвиконується умова />, то частотаспряження />.
Передавальніфункції наведених найпростіших фільтрів являють собою рівняння першого порядку,тому і фільтри називаються фільтрами першого порядку. Коефіцієнт підсилення уних зменшується з частотою на />.
При об’єднанніфільтрів низьких та високих частот (рис. 1.2, а, в) виходить смуговий фільтр(рис. 1.3, а), що має ЛАЧХ приведену на рис. 1.3, б.
/>
Найпростішіактивні фільтри мають малу крутизну спаду ЛАЧХ, що свідчить про погані виборчівластивості. Для поліпшення вибірковості треба підвищувати порядокпередавальних функцій за рахунок введення додаткових />ланцюгів або послідовноговвімкнення ідентичних активних фільтрів. На практиці найбільш широкозастосовують ОП з ланцюгами ЗЗ, робота котрих описується рівняннями другогопорядку. При необхідності збільшити вибірковість системи окремі фільтри другогопорядку включають послідовно.
Активні фільтринизьких, високих частот та смуговий фільтри другого порядку наведені на рис. 1.4,а, б, в. У них при відповідному виборі номіналів резисторів і конденсаторівнахил асимптот />. Причому, яквидно з рис. 1.4, а, б, перехід від фільтру низьких до фільтру високих частотвиконується заміною резисторів на конденсатори і навпаки. В смуговому фільтрімаються елементи фільтрів низьких та високих частот. Передавальніхарактеристики цих фільтрів відповідно рівні:
/>;
/>;
/>.
/>
Для смуговогофільтра рис. 1.4, в резонансна частота
/>.
Для фільтрівнизьких і високих частот частоти, що характеризують «початок» зрізу або його«завершення», рівні
/>;
/>.
Вигляд їхчастотної характеристики залежить від параметрів компонентів. Вона маже бутимонотонно спадаючою або наростаючою, або мати немонотонний вигляд та підйомпоблизу частоти />.
Достатньо частосмугові фільтри другого порядку реалізують за допомогою мостових ланцюгів.Найбільш розповсюджені подвійні />подібнімости, які «не пропускають» сигнал на частоті резонансу (рис. 1.5, а) і мостиВіна, що мають максимальних коефіцієнт передачі на резонансній частоті /> (рис. 1.5, б).
/>
/>
Мостові ланцюги включенів ланцюг від’ємного та додатного ЗЗ. У випадку подвійного />подібного мосту глибинавід’ємного ЗЗ мінімальна на частоті резонансу. Коефіцієнт підсилення на ційчастоті має максимальне значення. При використанні мосту Віна на частотірезонансу виявляється максимальна глибина додатного ЗЗ і найбільше підсилення.При цьому для збереження стійкості глибина від’ємного ЗЗ, створеного задопомогою резисторів />, />, повинна бути більшедодатної. Якщо коефіцієнти додатного і від’ємного ЗЗ близькі, то даний активнийфільтр може мати еквівалентну добротність />.
Резонанснучастоту подвійного />подібного моступри /> і />, та мосту Віна при /> і /> обирають виходячи з умовистійкості />, так як коефіцієнтпередачі мосту Віна на частоті /> рівний />.
Для отриманнярежекторного фільтру подвійний />подібнийміст можна включити так, як показано на рис. 1.5, в, або міст Віна ввімкнути вланцюг від’ємного ЗЗ.
Якщо виникненеобхідність перестройки активного фільтру в широких межах, то зазвичайвикористовують міст Віна, у якого резистори /> та/> виконують у виглядіздвоєного резистора.
Зі здешевленням івипуском декількох ОП в одному корпусі почали широко застосовувати декількаактивних фільтрів низьких порядків, об’єднаних між собою в єдину замкненусистему. Приклад побудови такого фільтру показаний на рис. 1.5, г. В його складвходять суматор на ОП /> та два фільтринизьких частот першого порядку на ОП />, />. Суматор і активні фільтриввімкнені послідовно. Якщо />, точастота спряження />.
Асимптоти маютьнахил /> (рис. 1.5, д, е, ж). Вподібному складному фільтрі вдіється одночасно реалізувати фільтри низьких івисоких частот, а також смуговий фільтр, який має порівняно низьку чутливістьдо відхилень параметрів окремих компонентів, що буває важливо при практичнійреалізації вибіркових пристроїв.
В електроннихланцюгах крім розглянутих використовують фазові фільтри. Вони мають незалежнийвід частоти коефіцієнт передачі і пропорційний їй фазовий зсув вихідногосигналу. В якості фазових фільтрів можна використовувати фазозсуваючі пристрої.
1.4 Генератори коливань
Електронні ланцюги,в яких періодичні зміни напруги та струму виникають без прикладення до нихдодаткових періодичних сигналів, називаються автономними автоколивальнимиланцюгами, а пристрої, виконані на їх основі, – автогенераторами абогенераторами коливань відповідної форми. Ці ланцюги треба розглядати якперетворювачі енергії джерела живлення постійного струму в енергію періодичнихколивань.
Автогенераториможна розділяти на генератори імпульсів і генератори синусоїдальних коливань.Генератори імпульсів в залежності від форми вихідної напруги ділять нагенератори: напруги прямокутної форми (ГПН); напруги експоненціальної форми;напруги, що лінійно змінюється (ГЛЗН); напруги трикутної форми; ступінчастоїнапруги; імпульсів, вершина яких має дзвіноподібну форму (блокінг–генератор).
Генераторисинусоїдальних коливань класифікують по типу коливальної системи і ділять на: />автогенератори; />автогенератори; генераториз кварцовою стабілізацією частоти; генератори з електромеханічними резонанснимисистемами стабілізації частоти.
Для отриманнянезатухаючих коливань у всіх названих автогенераторах використовуютьсякомпоненти електроніки, на вольт–амперних характеристиках яких мається абостворена за допомогою ланцюга додатного ЗЗ ділянка з від’ємним диференціальнимопором. В більшості автогенераторів використовуються електронні підсилювачі здодатнім ЗЗ.
При додатному ЗЗ,коли фазовий зсув по петлі підсилювач–ланцюг зворотного зв’язку /> рівний нулю та />, підсилювач втрачаєстійкість. Якщо в ланцюгу підсилювача або ланцюгу ЗЗ нема елементунакопичуючого електричну енергію, то підсилювач з додатнім ЗЗ перетворюється втригер і має стійкі стани.
При наявності впетлі підсилювач–ланцюг зворотного зв’язку елементу, накопичуючого енергію,наприклад конденсатора, підсилювач з додатнім ЗЗ не має жодного стійкого станігенерує періодично змінюючюся напругу. Генератори імпульсів, що складаються зширокосмугових електронних підсилювачів, охоплених додатнім зворотнім зв’язком,глибина котрого залишається майже постійною у широкій смузі частот, і мають впетлі зворотного зв’язку елементи, що накопичують енергію, називаютьсямультивібраторами.
2. Розрахункова частина
2.1 Підсилювальні каскади на біполярнихтранзисторах
2.1.1 Завдання
Таблиця 2.1Номер варіанту Схема включення
/>, />
/>, />
/> (/>)
/>, />
/>, /> Тип транзистора 5 ЗЕ, ЗК 250 120 1,2 20 1,5 МП39
Напруга живленнясхеми />.
Схемипідсилювальних каскадів зображені на рис. 2.1.
/>
2.1.2 Методика розрахунку
2.1.2.1 Транзисторобирається з вимоги забезпечення необхідної амплітуди вихідного сигналу /> і смуги пропускання /> при заданій вихіднійнапрузі та коефіцієнті частотних спотворень /> вобласті верхніх частот />:
/>; />,
де /> – максимально допустиманапруга на колекторі.
В табл. 2.2наведені параметри обраного транзистора МП39.
Таблиця 2.2Параметр Значення
/> 12
/>, />
/>
/>, />
/>
/>, />
/>
/>, /> 25
/>, />
/>
/>, />
/>
/>, /> 10
/>, />
/>
/>, />
/>
/>, />
/>
/>, />
/>
/>, /> 20
/>, /> 150
/>, /> 150
2.1.2.2 Опіррезисторів />, />, /> і допустима ємністьконденсатора навантаження /> обираютьсяз умови:
/>;
/>,
де /> – максимально допустимийструм колектора у режимі підсилення. В даному випадку треба взяти таке значення/>, щоб струм робочої точкине перевищив максимально допустимого значення постійного струму колектора дляданого транзистора.
Таким чином:
/>,
/>; />,
обираємо
/>, />.
Тоді можнарозрахувати ємність конденсаторів
/>;
/>.
2.1.2.3 Народині вихідних характеристик транзистора будується лінія навантаження попостійному струму і визначається положення точки спокою (/>, />, />, />) для режиму класу /> (рис. 2.2). На родинівхідних характеристик транзистора по />, /> визначається напругапочаткового зміщення />, /> (рис. 2.3).
/>
Робоча точка />:
/>; />;/>; />, />; />; />.
При розрахункахнеобхідно брати значення не враховуючи знак.
2.1.2.4. Опіррезисторів />, />, />, що забезпечують початковезміщення фіксованим струмом бази (емітера для ЗБ)
/>,
/>;
/>,
/>.
2.1.2.5 Ємністьроздільних конденсаторів />, /> визначається з умовизабезпечення заданого коефіцієнту частотних спотворень /> на нижніх частотах />:
/>; />; />;
/>,
де /> , />.
Розрахунок ємностейроздільних конденсаторів. Спочатку необхідно виконати розрахунок допоміжнихпараметрів:
/>, />;/>, />;
/>, />;/>;
/>.
Розрахунокємностей:
/>, />;
/>, />;
/>, />;
/>, />.
2.1.3 Кінцеві схеми з вказаними номіналами елементів.
Схеми зображеніна рис. 2.4.
/>
2.1.4 Висновки
Дані схеми єдосить простими: в них немає стабілізації режиму транзисторів та іншого. Черезце вони мають обмежене застосування в підсилювачах.
2.2 Активні RC–фільтри нижніх частот
2.2.1 Завдання
Частота зрізу />.
Схеми фільтрівнаведені на рис. 2.5.
2.2.2 Методика розрахунку
Параметрикомпонентів схеми для фільтрів нижніх частот 1–го порядку
/>, обираємо />;
/>, />;
/>.
/>
Для фільтрівнижніх частот 2–го порядку
/>, обираємо />;
/>, />;
/>, />;
/>; />, />.
В якостіопераційного підсилювача можна взяти модель К140УД9.
2.2.3 Кінцеві схеми з вказаними номіналами елементів
Схеми фільтрів першогота другого порядків наведені на рис. 2.6.
/>
2.2.4Розрахунок амплітудно-частотних характеристик схем
Схема активногофільтра першого порядку (див. рис. 2.6, а) являє собою пасивний />фільтр, який навантаженийопераційним підсилювачем, що працює в якості буферу (повторювач напруги, якийусуває вплив навантаження). Якщо вважати цю схему ідеальною (рис. 2.7)(нехтуємо паразитними елементами та частотними обмеженнями реальнихкомпонентів) то коефіцієнт передачі в частотній області можна записати увигляді
/>,
для розрахункуАЧХ приймається
/>.
/>
АЧХ улогарифмічному масштабі (ЛАЧХ) визначається як
/>.
Графік ЛАЧХ наведенийна рис. 2.8.
/>
Для розрахункуАЧХ фільтру другого порядку (див. рис. 2.6, б) необхідно скласти системурівнянь за методом вузлових потенціалів для схеми рис. 2.9. Знехтувавши певнимиелементами (в тому числі вхідним опором ОП) залишили /> – вихідний опір ОП, безякого розрахунок стає більш складним (інакше вихідний вузол виявитьсяпідключеним до землі через нескінченну провідність ідеального керованогоджерела />, через що, це джерелонеобхідно буде «проносити» через вузол в гілки де є опори).
/>
Складаємо системурівнянь у матричному вигляді за методом вузлових потенціалів
/>,
врахуємо, що
/>,
де /> власний коефіцієнтпідсилення ОП.
Тоді
/>.
Розв’язавшисистему рівнянь можемо визначити коефіцієнт передачі у частотній області
/>/>
/>
/>.
Якщо прийняти, що/>, то
/>.
АЧХ має вигляд
/>.
Графік ЛАЧХ дляданого фільтру наведений на рис. 2.8.
2.2.5 Висновки
З графіків АЧХвидно (див. рис. 2.8), що обидва фільтра мають частоту зрізу близьку до заданоїв умові />, але в реальній схемі вонаможе помітно відрізнятися, особливо тоді, коли необхідне велике її значення,яке досягається зменшенням ємностей, а це в свою чергу призведе до більшоговпливу паразитних ємностей і т. д.
2.3 RC–генератори
2.3.1 Завдання.
Частота генерації/>, />… 30
Вихідна напруга />, />… 3
Схема генераторапредставлена на рис. 2.10.
/>
2.3.2 Методика розрахунку
Генератор з мостомВіна. В схемі (рис. 2.10) RC–генератора використовується частотно–залежнийпозитивний зворотній зв'язок (міст Віна) і частотно–незалежний негативнийзворотній зв'язок (НЗЗ) за допомогою резисторів /> та/>. Для зменшення нелінійнихспотворень в ланцюгу НЗЗ резистор /> шунтуєтьсядвома зустрічно ввімкненими стабілітронами />,/> з напругою стабілізації />. Коли напруга на виході ОПстає більше /> стабілітрон (в залежностівід полярності />) відкриваєтьсята шунтує резистор />, зменшуючи тимсамим коефіцієнт підсилення і попереджує досягнення /> рівня/>. Резистор /> дозволяє регулюватиамплітуду вихідної напруги /> віл /> до />.
Вибір тарозрахунок допоміжних параметрів.
Приймаємо
/>, />.
Обрана модельопераційного підсилювача: К140УД9
Вхідний струм />, />… 350
Різниця вхіднихструмів/>, />… />
Вхідний опір />, />… />
Напруга зміщеннянуля />, />… />
Коефіцієнтпідсилення напруги />… />
Коефіцієнтослаблення синфазних вхідних напруг />, />… 80
Частотаодиничного підсилення />, />… />
Вихідний опір />, />… 150
Максимальнийвихідний струм />, />… 22
Максимальнавихідна напруга />, />… />
Максимальнавхідна диференціальна напруга />, />… />
Напруга живлення />, />… />
Струм споживання />, />… />
Вибірстабілітрона:
/>, />,
таку напругустабілізації має стабілітрон КС139А.
Розрахунок опорівта ємностей
/>, />;
/>, />.
Резистори />, /> обираються у відповідностіз умовами
/>; />,
де />, /> – вхідний, вихідний опірОП.
Обираємо
/>, />.
При такихзначеннях опорів вказані вище умови виконуються:
/>;
/>.
2.3.3 Кінцева схема з вказаними номіналами елементів
Схемапредставлена на рис. 2.11.
2.3.4Амплітудно-частотна характеристикафазозсуваючого ланцюга
Для визначенняАЧХ ланцюга (рис. 2.12) представимо його у більш загальному вигляді в частотнійобласті (рис. 2.13). Де
/>, />./> /> /> /> /> /> /> /> />
Тоді вихіднунапругу можна розрахувати виходячи зуявлень про дільник напруги
/>,
А коефіцієнтпередачі
/>,
/>;
АЧХ
/>.
Графік АЧХнаведений на рис. 2.14.
/>
2.3.5 Висновки
Як видно з АЧХ(див. рис. 2.14), міст Віна являє собою смуговий фільтр, тому при використаннів ланцюгу зворотного зв’язку генератора дозволяє генерацію лише певних частот.
Висновки по роботі
Використанняопераційних підсилювачів в різноманітних схемах дозволяє спростити розрахунокцих схем, адже на відміну від транзисторів та інших дискретних активнихелементів, операційні підсилювачі мають параметри близькі до ідеальних (надзвичайновеликий вхідний опір, малий вихідний опір, дуже велике значення коефіцієнтупідсилення та відсутність власного зворотного зв’язку). На ОП можна будуватизвичайні підсилювачі, фільтри, генератори, інвертори імпедансу та інші схеми,до того ж в інтегральному виконанні. В той час як розрахунок найпростішої схемина одному транзисторі потребує застосування графоаналітичного методу і в ціломує дуже складним.
Списоклітератури
1. Терещук Р.М, Терещук К.М.,«Полупроводниковые приемно-усилительные устройства». «Наукова думка», Киев, 1987.
2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М.,«Электроника». «Высшая школа», Москва, 1991.
3. Галкин В.И., Булычев А.Л.,«Полупроводниковые приборы». «Беларусь» Минск 1987.