Расчет приемника наземной обзорной РЛС

Требуетсяпроизвести расчет приемника наземной обзорной РЛС.
Исходные данныезадания:
/>/> Рабочая частотаприемника.
/>/> Длительностьзондирующих импульсов
./>/>Частота повторения импульсов.
/> Вероятностьправильного обнаружения.
/> Вероятностьложной тревоги.
/> об/минТемп обзора пространства (об/мин).
/> /> Мощность вимпульсе.
/> Разрешающаяспособность канала дальности (в километрах).
/> КНДантенны.
/> Эффективнаяотражающая поверхность цели (в м2).
/> /> Максимальнаядальность до объекта (в км).
/> Относительнаянестабильность частоты передатчика.
Относительнаянестабильность частоты гетеродина приемника.
/>
/> км/с
Скорость света (вкм/с).
/> км/ч
Радиальная скоростьсамолета в зоне аэропорта (в км/час).
км/с
Радиальная скоростьсамолета в зоне аэропорта (в км/с).
/>
Постоянная Больцмана.
/>
Стандартная абсолютнаятемпература.
/>
К
Тип активных приборов — полевые транзисторы.
Вариант цифровой части- ЦАРП (цифровая автоматическая регулировка порога решения).

 
СОДЕРЖАНИЕ:
ВВЕДЕНИЕ
1.ВЫБОРСТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ И РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ
1.1.Выбор типа схемы приемника
1.2.Расчет требуемой полосы пропускания
1.3.Выбор промежуточной частоты
1.4.Выбор активных элементов и расчет их параметров
1.5.Распределение избирательности и полосы пропускания между трактами приемника
1.6.Расчет требуемой чувствительности приемного тракта
1.7.Расчет коэффициента шума
1.8.Расчет коэффициента усиления приемника до детектора и распределение усиления потрактам
1.9.Выбор схем АРУ, АПЧ
1.10.Составление структурной схемы приемника
2.ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ
2.1.Проектирование антенного переключателя
2.2.Расчет входной цепи
2.3.Расчет усилителя радиочастоты
2.4.Расчет смесителя
2.5.Выбор схемы гетеродина
2.6.Расчет усилителя промежуточной частоты
2.7.Расчет детектора
2.8.Расчет автоматической регулировки усиления
2.9.Расчет АПЧ
2.10.Расчет результирующих характеристик
3.РАСЧЕТ ХАРАКТЕРИСТИК ЦИФРОВОЙ ЧАСТИ ПРИЕМНИКА
4.ЛИТЕРАТУРА
Схемаэлектрическая
Переченьэлементов

ВВЕДЕНИЕ
Основной особенностьюРЭО летательных аппаратов является то, что оно работает в системе УВД, будучисвязано с ней функционально или электрически.
Радиотехническиесредства обеспечения полетов системы УВД используются для управления воздушнымдвижением и оказания помощи экипажу при выполнении полетного задания в целяхповышения безопасности и регулярности полетов ЛА. Они размещаются вопределенных наземных пунктах или на искусственных спутниках Земли (ИСЗ).Наземные средства РЭО — основные информационные датчики системы УВД — состоятиз стационарных частей неавтономных радиосистем ближней и дальней навигации(РСБН, РСДН), радиотехнических систем посадки (РСП), автономных радиолокаторов- трассовых (ТРЛ), обзорно-диспетчерских (ОДРЛ), вторичных (ВРЛ), посадочных(ПРЛ), а также радиостанций ДКМВ — и МВ-диапазонов.
Обзорныйрадиолокатор аэродромный(ОРЛ-А) предназначендля обнаружения и измерения координат (азимут-дальность) воздушных судов врайоне аэродрома с последующей передачей информации о воздушной обстановке вцентры (пункты) обслуживания воздушного движения (ОВД) для целей контроля иобеспечения управления воздушным движением.
ОРЛ-А должен бытьразмещен таким образом, чтобы в секторах ответственности зоны ОВД величиныуглов закрытия по углу места с высоты фазового центра антенны ОРЛ-А составлялине более 0,50 при работе в автономном режиме.
Основные характеристикиОРЛ-А:
Максимальная дальностьдействия: не менее 160 км (вариант Б1) или 50-100 км (вариант Б2).
Минимальная дальностьдействия, не более 2 км (вариант Б1) или 1.5 км (вариант Б2).
Угол обзора вгоризонтальной плоскости 3600.
Период обновленияинформации, не более 6 с.
Диапазон рабочих волн:23 или 10 см.
Среднеквадратическаяошибка определения координат цели но выходу с АПОИ:
— по дальности, неболее 200 м,
— по азимуту, не более0.40.
Указанные нормативыустановлены для вероятности обнаружения не менее 0.8 при вероятности ложнойтревоги равной 10-6 по воздушным судам с эффективной отражающей поверхностью,равной 15 м2, при высоте полета воздушного судна 6000 м.

1. ВЫБОР СТРУКТУРНОЙСХЕМЫ И РАСЧЕТ ОСНОВНЫХ ПАРАМЕТРОВ.
 
1.1 Выбор типа схемыприемника
Высокие требования кэлектрическим характеристикам современных профессиональных приемников предопределяютих построение по схеме супергетеродина.
 
1.2 Расчет требуемойполосы пропускания
Расчет числапреобразований и промежуточных частот начинаем с определения полосы пропусканияприемника П. Она зависит от ширины спектра принимаемого сигнала Пс, при которойобеспечивается воспроизведение передаваемых сообщений с допустимымиискажениями, запаса на доплеровское смещение частоты сигнала от подвижногообъекта fд, нестабильности и неточности настройки приемника Пнс:
 
П = Пс + 2 fд +Пнс.
Найдем эти составляющие.
Для приемниковимпульсных радиосигналов приемника обнаружения:
 
Пс = (1...2) /,
где t — длительность принимаемого импульса.
Для приемника обзорнойРЛС требуется обеспечить обнаружение зондирующих импульсов, тогда в этом случаеширина спектра:

/>
где и — длительность принимаемых импульсов.
Общая нестабильностьчастоты и неточность настроек:
/> ,
 
fc и fг — абсолютные нестабильности несущей частоты сигнала и частоты гетеродина,
fн и fп — неточность настроек гетеродина и УПЧ. Обычно принимают/>
Абсолютныенестабильности частоты сигнала и гетеродина при его нижней настройке ипредполагаемой промежуточной частоте: /> Гц,
А также неточностьнастройки УПЧ:
/>
/>
/>
Тогда:
/>
Доплеровское смещениенесущей частоты fс сигналов, принимаемых от передатчика, который перемещаетсяотносительно приемника с радиальной скоростью vр: fд = fс  vр / c,
где c = 3*105км/с — скорость распространения радиоволн. Для РЛС, работающей по отраженномусигналу, это смещение удваивается. Тогда:
/>
Найдем требуемую полосупропускания приемника П:
/>
Величина полосыпропускания оказалась слишком большой, поэтому используем схему автоподстройкичастоты с коэффициентом />.Тогда новое значение полосы пропускания:
/>
 
1.3 Выбор промежуточнойчастоты:
 
Промежуточнаячастота должна:
быть вне диапазонарабочих частот;
обеспечивать заданноеослабление зеркального канала при простой схеме преселектора;
обеспечиватьнеобходимую полосу пропускания приемника.
Выбор значенияпромежуточной частоты рекомендуется производить из ряда:
0.115; 0.215; 0.465;0.5; 0.75; 0.915; 1.2; 1.5; 1.9; 2.2; 4.5; 6.5; 10; 15; 30; 60; 100 МГц.
В техническиобоснованных случаях могут быть использованы и другие частоты. При этомпромежуточная частота не должна находиться в диапазоне рабочих частот приемникаили близко от границ этого диапазона, не должна совпадать с частотойкакого-либо мощного передатчика.
Радиолокационныеприемники строятся, как правило, по схеме с однократным преобразованием, причемтребования к ослаблению побочных каналов обычно невысоки (не более 20 дБ). Промежуточнаячастота определяется длительностью зондирующего импульса РЛС
fпр = (10 … 20) / .
Номинал fпрвыбирается тоже из указанного выше ряда частот. Для уменьшения уровня шумовкоэффициент прямоугольности тракта УПЧ приемника РЛС следует выбирать порядка Кпsc= (1.8 … 2), если нет каких-либо дополнительных условий. Таким образом,минимально допустимое значение промежуточной частоты:
/>
Для уменьшения влияниязеркального канала желательно существенно увеличить это значение. Поэтомувыбираем /> Гц.
 
1.4 Выбор активныхэлементов и расчет их параметров
Число каскадов УПЧзависит от усиления отдельных каскадов, числа резонансных систем, необходимыхдля получения.требуемой избирательности, общего коэффициента усилениярадиоприемника, при котором обеспечивается нормальная работа демодулятора.
Требуется определитьпараметры полевого транзистора типа КП305Д на рабочих частотахfpi при токе стока Iст.
/>
Максимальная частотаподдиапазона.
 
Таблица 1.
/>
Исходные данныетранзистора:
/>
Крутизнахарактеристики.
/>
/>
Входная емкость в схемес общим истоком.
/>
Проходная емкость всхеме с общим истоком.
/>
Выходная емкость всхеме с общим истоком.
/>
Напряжение Uси, при которомизмерены параметры.
Ток стока в типовомрежиме.
/>
/>
Максимально допустимыйток.
/>
Максимально допустимоенапряжение сток-исток.
/>
Сопротивление истоковойобласти (Rи = (30...50) Ом).
/>
Сопротивлениезатвор-исток (Rзи = (1010...1015) Ом).
/>
Сопротивлениесток-исток (Rзи = (104...106) Ом).
/>
Максимальныйкоэффициент шума, дБ.
Исходные параметры длярасчета схемы.
/>
Ток в рабочей точке.
/>
Напряжение сток-исток врабочей точке.

 
Предварительныерасчеты.
/>
Среднее значениекрутизны для выбранного транзистора.
Расчет высокочастотныхпараметров транзистора.
Для транзистора,включенного по схеме с общим истоком, внутренние параметры рассчитываем поформулам:
/>
/>
Входная проводимость.
Входная емкость
/>
Прямая взаимнаяпроводимость.
/>
/>
Прямая взаимнаяемкость.

/>
/>
Обратная взаимнаяпроводимость.
/>
Обратная взаимнаяемкость.
/>
/>
/>
Выходная проводимость.
/>
Выходная емкость.
Определим Y-параметрытранзистора.
/>
/>
/>
/>
Вычислим коэффициентустойчивого усиления транзистора на нужной частоте:
/>
Вычислим Y-параметрыдля каскодных схем:
/>
/>
/>
/>
/>
 
1.5 Распределениеизбирательности и полосы пропускания между трактами приемника
В супергетеродинномприемнике избирательность по соседним каналам, в основном, реализуется вкаскадах усиления основной промежуточной частоты. Поэтому ширина полосыпропускания тракта усиления основной промежуточной частоты берется близкой кполосе всего радиотракта с небольшим запасом:

/>
Причем коэффициентпрямоугольности Кп должен удовлетворять условию заданного ослабления соседнихканалов приема на уровне заданной избирательности. Тогда:
Кп = 2 fск / П,
где fск — разноссоседних каналов.
Как правило, дляприемников РЛС не задают разнос соседних каналов, так как в пределах прямойвидимости стараются близко не размещать другие передатчики, работающие наблизких частотах.
Избирательность позеркальному каналу обеспечивается преселектором, а избирательность по побочнымканалам — фильтрами в цепях выделения промежуточной частоты.
По заданному ослаблениюпобочных каналов и следует рассчитывать все избирательные системы.
 
1.6 Расчет коэффициенташума
Структурарадиоприемного устройства, работающего на частотах выше 30 МГц, особеннопринципы построения его первых каскадов, в значительной степени определяютсязаданной чувствительностью. Если в диапазонах километровых, гектометровых идекаметровых волн внешние помехи больше уровня внутренних шумов приемника, то вметровом, дециметровом и сантиметровом диапазонах приходится учитыватьсобственные шумы преимущественно первых каскадов, что часто налагает особыетребования на их проектирование. Важным параметром при этом являетсякоэффициент шума N.
Коэффициент шумарадиолокационного приемника можно получить из уравнения максимальной дальностиDмакс действия РЛС:
/> ,где
Pи — мощность излученияРЛС в импульсе;
и — длительностьимпульса;
nи — число импульсов,отраженных от цели,
Ga — коэффициентнаправленного действия (КНД) антенного устройства;
ц — отражающаяповерхность цели;
Sа — эффективнаяплощадь антенны РЛС;
— КПДприемо-передающего тракта;
q — коэффициентразличимости, т.е. отношение сигнал/шум на входе детектора;
прм — коэффициентпотерь в приемном тракте, зависящий от неоптимальности обработки сигналов,памяти системы, числа накапливаемых импульсов;
кмз — коэффициенткилометрового затухания радиоволн в атмосфере, дБ/км.
Входящие в эту формулувеличины содержатся в тактико-технических требованиях к приемнику РЛС, а такжемогут быть вычислены на основе анализа этих требований.
В частности,длительность импульса и находится через связь ее с потенциальной разрешающейспособностью РЛС по дальности D:
 
и = 2 D / c,
где c — скоростьраспространения радиоволн.
/>
что не совсемсогласуется с исходными цифрами задания. В нем длительность импульсов задана науровне />с.
Длина волны на частотесигнала (в м):
/>
Раскрыв антенны вгоризонтальной плоскости (dа = (10… 30) ):
/>
Ширина диаграммынаправленности антенны:
/>
Так как сектор угловогообзора не задан, примем его круговым:
/>
Время облучения цели всекундах (длительность пачки импульсов):
/>
Количество импульсов,отраженных от цели:
/>
Для однозначностиизмерения дальности до объектов период повторения импульсов долженудовлетворять следующему условию:
 
Тп = 2.5 Dмакс / C.
/>
— условие выполняется.
Эффективная площадьантенны связана с КНД антенны:
Sa = 2 Ga / (4 ).
Длина волны на частотесигнала (в м):
/>
Эффективная площадьантенны (в км2):
/>
КПД приемо-передающеготракта определяется потерями в высокочастотных цепях; обычно =(0,5...0.9).Принимаем:
/>
Для приемников РЛСможно взять q = (1 … 3) ([1] c. 94).
/>
Коэффициент прм = 1может быть представлен произведением:
 прм = 1 2, где:
1 характеризует потерина неоптимальную обработку одиночного импульса;
2 учитывает потери нанеоптимальную обработку при накоплении импульсов пачки.
Чем ближе процессобработки сигнала в приемном тракте к оптимальному, тем прм ближе к единице.Если приемник построен так, что выделение одиночных импульсов пачкиосуществляется за счет согласования полосы приемника с полосой принимаемогосигнала, то 1 = 1.2. При этом Пс = 1.3 / и. Если в качестве накопителяимпульсов пачки используется интегрирующее устройство или свойствопослесвечения экрана электронно-лучевой трубки индикатора, то /> .
Берем:
/>
/>
/>
Тогда:
Для определениякоэффициента километрового затухания радиоволн в атмосфере в зависимости отдлины волны, на которой работает РЛС, следует воспользоваться графиком,показанным ниже.График учитывает влияние различных метеоусловий на прохождениерадиоволн.
/>
Рисунок 1. Влияниеразличных метеоусловий на прохождение радиоволн.
Сплошные кривыена рисунке отображают поглощение в дожде:
1 — мелкий дождь сосадками 0.25 мм/ч;
2 — слабый дождь (1мм/ч);
3 — средний дождь (4мм/ч);
4 — сильный дождь (16мм/ч);
5 — очень сильный дождь(100 мм/ч).
Пунктирные линииопределяют поглощение в тумане и облаках:
6 — при плотностиконденсированной воды 0.032 г/м3 и видимости ок. 600 м;
7 — при плотностиконденсированной воды 0.32 г/м3 и видимости ок. 120 м;
8 — при плотности конденсированнойводы 2.3 г/м3 и видимости ок. 30 м.
В наихудшем случаекилометровое затухание в дБ:
/>
То же в линейныхединицах:
/>
Теперь можно найтикоэффициент шума радиолокационного приемника, удовлетворяющий заданнымусловиям:
/>
Рассчитанныйкоэффициент шума должен быть обеспечен за счет рационального выбора структурыпервых каскадов приемника. При этом учитывают их ориентировочные показатели,указанные в таблице 2 ([1] c. 16)
Таблица 2
/>
 
В таблице 2обозначены:
Nмин — минимальныйкоэффициент шума цепи;
Kp — коэффициентпередачи цепи по мощности,
Ксв и Копт — принятое иоптимальное значение коэффициента связи,
Тc- относительная шумоваятемпература смесителя;
Kpпч — коэффициентпередачи преобразователя частоты по мощности.
Коэффициент шумасупергетеродинного приемника:
/> ,где
Nвц, Nурч, Nпч, Nупч — коэффициенты шума входной цепи, УРЧ, преобразователя частоты и УПЧсоответственно;
Kpвц, Kpурч, Kpпч — коэффициенты передачи мощности входной цепи, УРЧ и преобразователя частоты;
Lф = 10 -0.1 Ч bф Ч lф- коэффициент передачи мощности антенно-фидерного тракта;
bф — погонноезатухание;
lф — длина фидера.
Задачейпредварительного расчета является подбор такой структуры приемного трактаустройства, при которой наряду с прочими заданными параметрами обеспечиваетсякоэффициент шума не более допустимого, найденного по приведенным вышесоотношениям. Найдем величины, входящие в вышеприведенную формулу.
При согласованииантенны со входом приемника Kсв = Kопт. Тогда для входной цепи коэффициентпередачи по мощности и коэффициент шума:
/>
/>
Оценим коэффициент шумаприемника без УРЧ.
При использованиибалансного смесителя на полупроводниковых диодах необходимо знать относительнуюшумовую температуру смесителя — Тc и коэффициент передачипреобразователя частоты по мощности — Kpпч. В соответствии с рабочейчастотой приемника используем в смесителе ТКД типа 3А111Б. Его данные:
/>
/>
Отсюда имеем:
/>
Коэффициент шумавыбранного ранее для УПЧ транзистора:
/>
Коэффициент шумапервого каскада УПЧ:

/>
Погонное затухание вантенно-фидерном тракте [1] с. 15 в дБ/м:
/>
/>
Зададимся длиной фидера(в м):
Коэффициент передачимощности антенно-фидерного тракта:
/>
Коэффициент шумаприемника без УРЧ:
/>
Рассчитанныйкоэффициент шума больше допустимого, поэтому рассмотрим вариант преселектора сУРЧ в виде каскодного транзисторного усилителя. Для него из таблицы имеем:
/>
/>
Тогда коэффициент шума приемникас УРЧ:

/>
Рассчитанныйкоэффициент шума меньше допустимого, поэтому продолжим расчет.
 
1.7 Расчет требуемойчувствительности приемного тракта
Шумовая полоса приемника:
/>
Чувствительностьприемного тракта определим из соотношения:
/>
 
1.8 Расчет коэффициентаусиления приемника до детектора и распределение усиления по трактам
Распределение усиленияв приемнике определяется двумя противоречивыми условиями ([2] с. 90):
а) с одной стороны,следует стремиться к увеличению усиления во входных цепях и каскадах приемника,так как чем больше коэффициент усиления по мощности первого и следующих за нимкаскадов, тем меньше общий коэффициент шума приемника и лучше егочувствительность;
б) с другой стороны,усиление во входных каскадах приемника с точки зрения многосигнальнойизбирательности должно быть небольшим, чтобы амплитуда сигнала (полезного имешающего) не превышала диапазона линейности первого, второго и т. д. каскадовУРЧ, первого преобразователя и т. д. до фильтра основной селекции, относительнослабо защищенных перестраиваемыми по диапазону избирательными системами.
Структура каскадовпреселектора определяется требованиями к коэффициенту шума и ясна изпредварительного расчета. Теперь найдем количество каскадов в тракте УПЧ.
На основаниирасчитанных ранее величин, мощность сигнала на входе УПЧ составит:
/>
Напряжение сигнала навходе первого каскада УПЧ при согласовании этого каскада со смесителем ивходной проводимости каскада примерно равной проводимости предполагаемого кприменению транзистора (проводимость делителя смещения gдел
/>
Для нормальной работыимпульсного детектора в линейном режиме требуется, чтобы напряжение на еговходе Uвх_дет = (0.5… 3) В. Возьмем:
/>
ринимаем коэффициентзапаса для учета старения электронных приборов в процессе эксплуатации:
/>
Тогда требуемыйкоэффициент усиления тракта промежуточной частоты:
/>
Так как не предъявленожестких требований к избирательности, то выбираем УПЧ с распределеннойизбирательностью и одноконтурными настроенными каскадами.
Полагаем усилениекаждого каскада равным устойчивому в схеме с каскодным соединением. Ранее мывычислили этот коэффициент. Тогда минимальное число каскадов для получениязаданного усиления:
/>
Округляем до ближайшегобольшего целого:
/>
Уточняем усилениекаждого каскада:
/>
Находим коэффициентрасширения полосы каждого каскада [1] c. 272:
/>
Определяем необходимоеэквивалентное затухание контуров:
/>
 

 
1.10 Составлениеструктурной схемы приемника
На основании предварительногорасчета была определена структура приемника и получены исходные данные дляэлектрического расчета отдельных каскадов.
Структурная схемапроектируемого приемника приведена на рисунке .
/>
Рисунок 2. Структурнаясхема проектируемого приемника.
/>
Резонансный усилительУПЧ и УРЧ.
/>
Смеситель.
/>
Радиочастотныйгенератор гармонических сигналов — гетеродин.
/>
Детекторрадиоимпульсов.
/>

2. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ
 
2.1 Проектированиеантенного переключателя
Защиту входного каскадарадиолокационного приемника от перегрузки и повреждения СВЧ сигналами отсобственного передатчика РЛС или от внешних источников помех в полосе рабочихчастот осуществляют разрядниками защиты приемника (РЗП) и ограничителями СВЧмощности на плупроводниковых диодах.
В целом этиустройства объединяются в антенный переключатель (АП).
С помощью АПосуществляют подключение антенны к тракту передатчика и запирание приемника навремя излучения мощного импульсного сигнала, а после окончания действияимпульса — подключение с минимальной задержкой выхода антенны к входу приемникаи отключение тракта передатчика. Выбор конкретного типа АП зависит от мощностизондирующего сигнала и вида устройств, следящих за АП. При импульсной мощностисигнала порядка 100-150 кВт. АП обычно строят по следующей схеме: ферритовыйциркулятор, РЗП и диодный резонансный СВЧ-ограничитель. При мощностиизлучаемого сигнала 1-2 кВт и менее разрядник может быть исключен.
Схема АП показана нарисунке.
/>
Рисунок 3.Схема антенного переключателя.
Циркулятор E — устройство, обладающее следующими свойствами: при подаче сигнала на плечо 1циркулятора выходной сигнал появляется в плече 2 с очень малым (порядка 0.2…0.5дБ) ослаблением, в то время как в плече 3 он существенно (на 13 … 25 дБ)ослабляется. Аналогично, при поступлении на плечо 2 он без ослабленияпоявляется на плече 3 и не проходит на выход плеча 1. В АП вместочетырехплечего циркулятора используют два трехплечих циркулятора, соединенныхпоследовательно, которые проще в изготовлении и обладают меньшими потерями.
В АП сигнал от передатчика(сигнал высокого уровня) поступает на плечо 1 циркулятора E1 и через плечо 2поступает в антенну. Лишь небольшая ослабленная по мощности часть сигналапроходит на плечо 3 и через циркулятор E2 попадает на вход разрядника U1.Мощности сигнала достаточно для зажигания разрядника, на который черезсопротивление резистора R1, равное 2 … 4 МОм, подают напряжение поджига Uпд =700 В (Pз
После зажиганияпоступающая мощность резко уменьшается и составляет не более 50… 70 мВт.Выделяющиеся энергия СВЧ и мощность во время действия плоской части импульсамогут вывести из строя или необратимо ухудшить параметры диодов ППУ илисмесителя.
Для предотвращенияэтого после разрядника ставят резонансный СВЧ-ограничитель, включаемый восновную линию через отрезок линии длиной l / 4. Он представляет собойпараллельное соединение разомкнутого емкостного шлейфа l1 и последовательносоединенных ограничительного диода VD1 и короткозамкнутого шлейфа l2.
Для сигнала высокогоуровня диод VD1 эквивалентен последовательному соединению индуктивности выводов(порядка 0.2 … 2 нГ) и малого активного сопротивления потерь Rв = 1.3 … 2 Ом.Последовательно соединенные диод, короткозамкнутый шлейф l2 (его реактивноесопротивление носит индуктивный характер) и разомкнутый емкостный шлейф l1 (eгoемкость C1) образуют параллельный резонансный контур. Волновое сопротивлениешлейфов l1 и l2 выбирают порядка 40 Ом. Сопротивление контура при резонанседостаточно велико и четвертьволновый отрезок линии l3 оказывается практическиразомкнут, а его входное сопротивление близко нулю. Вследствие этогопросачивающаяся энергия отражается в обратном направлении. Ослабление сигналавысокого уровня в ограничителе составляет 15 … 20 дБ, что обеспечивает работупоследующих устройств.
Отраженный от целисигнал (сигнал низкого уровня) поступает из антенны сначала на плечо 2циркулятора E1, потом на плечо 3, а затем на плечо 1 E2 и через его выходноеплечо 2 на вход разрядника U1. Мощность такого сигнала недостаточна длязажигания U1. Прямые потери сигнала в U1 составляют 0.3 … 1,5 дБ.
Совместно с отрезкомдлиной l2 диод образует последовательный колебательный контур, сопротивлениекоторого при резонансе равно rп = 18… 20 Ом и мало по сравнению с волновымсопротивлением основной линии Z0. Таким образом, к отрезку длиной l1 подключенанагрузка, сопротивление которой Zн = rн + l / (j C1), т. е. отрезок длиной l1практически замкнут накоротко, его входное сопротивление очень велико иослабление полезного сигнала практически отсутствует (L = 0,1… 0,3 дБ). Длязамыкания постоянной составляющей тока ограничителя в точке подсоединения диодавключен короткозамкнутый четвертьволновый отрезок с максимально возможным сточки зрения технической реализации значением Z0 = 85… 95 Ом. Полосапропускания АП составляет 3… 10 % от несущей.
Произведем расчетантенного переключателя.
Пусть требуетсярассчитать резонансный ограничитель 3-см диапазона волн.
/>
Рабочая частота.
Промежуточная частота.
/>
/>
Волновое сопротивлениеподводящих линий.
/>
Потери запирания (вдБ).
/>
Потери запирания (вразах).
Параметрыограничительных диодов даны в таблице 3.
 
Таблица 3.
/>
Выберем бескорпуснойограничительный диод со следующими параметрами:
/>
Емкость перехода.
Сопротивление потерьдиода на низком уровне мощности.
/>
Сопротивление потерьдиода на высоком уровне мощности.
/>
/>
Последовательнаяиндуктивность выводов диода.
/>
Максимальнаярассеиваемая средняя мощность.
/>
Минимальная критическаячастота диода.
/>
Расчет ограничителябудем производить на основе заданной величины Lзап, считая, что в данномпримере важно получить не максимально возможные потери запирания, а минимальныепотери пропускания. Последние находим по формуле:
/>
/>
Потери пропускания вдБ.
Практически потери Lпрбудут несколько выше за счет потерь в отрезках микрополосковых линий.
Оценим полосу запиранияограничителя:
/>
Рассчитаем максимальнодопустимые уровни импульсной Ри_пд_макс и средней Рпд_макс СВЧ мощности,которые можно подводить ко входу ограничителя.
/>
Полагая, что приимпульсном режиме работы скважность q = l / (Fпос и) = 1000, где fпос — частотапосылок импульсов, и — длительность последних, определяем:
/>
/>
Основным недостаткомдиодных ограничителей является относительно небольшой допустимый уровеньимпульсной мощности Ри_пд_макс от сотен ватт до 1-2 кВт. Для устранения этогонедостатка и объединения достоинств РЗП и ограничителей используют такназываемые разрядники-ограничители. Они представляют собой сочетание РЗП(нередко без электрода вспомогательного разряда), и следующего за ним диодногоограничителя. Разрядники-ограничители, не требующие никаких источников питания,выдерживают большие импульсные мощности (свыше 10 кВт) и обеспечивают защитуприемника от всех возможных сильных сигналов помех.
Параметры рядаразрядников-ограничителей приведены в таблице 4.
/>
Таблица 4.
Учитывая частотныйдиапазон проектируемого антенного переключателя, выберем РЗП типа РР6. Длянего:
/>
Ослабление зеркальногоканала при нижней настройке гетеродина за счет РЗП:
/>
То же в децибелах:
/>
 
2.3 Расчет усилителярадиочастоты
В приемниках РЛСсантиметрового диапазона волн наибольшее распространение получили однокаскадныенеохлаждаемые двухконтурные параметрические усилители (ДПУ) наточечно-контактных полупроводниковых диодах (ТКД) или диодах с барьером Шоттки(ДБШ). В настоящее время на частотах до 30… 40 ГГц эти усилители выполняютна базе полосковых (ПЛ) и микрополосковых (МПЛ) линий. ДПУ содержат триконтура, настроенные соответственно на частоту сигнала fс, частоту накачки fн ихолостую частоту fх и развязанные между собой. Развязку между входом и выходомДПУ осуществляют с помощью ферритового циркулятора.
Эквивалентная схемапараметрического диода включает в себя последовательно соединенные индуктивностьвыводов Lв = 0.2 — 2 нГ, переменную емкость полупроводниковой структуры Сп =0.3 … 1 пФ, сопротивление активных потерь rпт и параллельно подключенную к этойцепи конструктивную емкость диода Сд = 0.1 … 0.4 пФ. Диод характеризуетсямаксимальной переменной емкостью при нулевом напряжении смещения Uсм = Сп(0),постоянной времени (U) = rпт Сп(0) при определенном напряжении смещения U,максимально допустимым обратным напряжением Uнобр контактной разностьюпотенциалов (к = 0.2 … 0.3 В для ТКД и к = 1 … 1.2 В для ДБШ). В состав СВЧУможет входить типовой ДПУ с параллельным включением параметрического диода.Схема такого усилителя показана на рисунке.
/>
Наибольшую полосупропускания ДПУ получают при использовании последовательного резонансногоконтура, образованного Lв и Сп диода и настроенного на fх. При этомобеспечиваются наименьшие потери и развязка относительно цепей сигнала инакачки без включения специальных режекторных фильтров. В схеме с параллельнымвключением диода для замыкания токов холостой частоты к нему подключаютразомкнутый четвертьволновый шлейф. Элементы контура холостой частоты иподстроечный индуктивный отрезок длиной l1 образуют сигнальный резонансныйконтур.
Параллельно с диодом включаютотрезок длиной lн / 4, препятствующий потерям мощности накачки в цепях сигнала.Сигнал накачки подводится к диоду через запредельный для входного сигнала исигнала холостой частоты волновод. Полосу пропускания ППФ выбирают такой, чтобыэти сигналы были ослаблены не менее чем на 20 … 30 дБ.
При этом требуемыйкоэффициент шума N, коэффициент передачи мощности Kp, частота сигнала fс,требуемая ширина полосы пропускания Птр по уровню 3 дБ, характеристики подложки(относительная диэлектрическая проницаемость r, толщина h, тангенс угла потерьtg (, волновое сопротивление подводящей линии Z0, тип циркулятора и его прямыепотери Lп, число циркуляций до входа ДПУ а и число циркуляций в ДПУ b известны.
/>
Рабочая частота.
/>
Волновое сопротивлениеподводящих линий.
/>
Потери пропускания вциркуляторе (в дБ).
/>
Число циркуляций довхода ДПУ.
/>
Число циркуляций в ДПУ.
/>
Требуемый коэффициентшума.
/>
Резонансный коэффициентусиления, включая потери в циркуляторе, (в децибелах).
/>
Требуемая полосапропускания по уровню 3 дБ.
/>
Относительнаядиэлектрическая проницаемость.
/>
Толщина подложки.
/>
Тангенс угла потерь.
Требуется выбратьпараметрический диод и определить напряжение постоянного смещения Uсм, реальныекоэффициент шума Nн и ширину полосы пропускания П0, значения холостой частотыfх и частоты накачки fн, сопротивление источника сигнала, приведенное к зажимампараметрического диода Rс, мощность генератора накачки Рн, геометрическиеразмеры МПЛ.
Для обеспечениястабильности параметров ДПУ при изменениях импеданса цепей источника сигнала(например, антенны) и нагрузки (например, смесителя) в качестве ферритовогоциркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенный на основе трехY-циркуляторов. В таком циркуляторе потери сигнала до входа ДПУ равны
/>
На столько жеослабляется усиленный сигнал, проходящий из ДПУ к выходу циркулятора.
Следовательно,собственно ДПУ без циркулятора (точнее, с идеальным циркулятором) с учетомзаданных параметров должен иметь коэффициент шума
/>
/>
Резонансный коэффициентусиления ДПУ:
/>
В децибелах
В разах
/>
Выберем параметрическийдиод.
Данные параметрическихдиодов приведены в таблице 5.

/>
Таблица 5.
Учитывая частотныйдиапазон, постоянную времени, индуктивность выводов, допустимое напряжение,стоимость выбираем параметрический диод с ТКД структурой 3А410Е. Егопараметры:
Индуктивность выводов.
/>
Конструктивная емкостьдиода.
/>
Максимальная переменнаяемкость диода при нулевом напряжении смещения.
/>
Постоянная временидиода.
/>
Напряжение, при которомизмерена постоянная времени.
/>
Максимально допустимоеобратное напряжение.
/>
Контактная разностьпотенциалов для германиевого диода (название начинается с 1 или Г) —
k = (0.2...0.3).
Для диода из арсенидагаллия (название начинается с 3 или А) — k = (1.0...1.2).
/>
/>
Коэффициент типаперехода (для ДБШ n = 2).
Рассчитываемнеобходимое напряжение смещения для диода структуры ТКД (для ДБШ расчетпроизводят по формуле:
 
U0 = 3 Uн_обр / 8 + k /k — 1.
/>
/>
Находим емкость,соответствующую рассчитанному напряжению смещения:

/>
Постоянная времени прирабочем смещении:
/>
Коэффициент модуляции икритическая частота диода (для ДБШ эти параметры вычисляют по формулам:
 mмод = />,
 fкр = />.
Отсюда:
/>
/>

Поправочный коэффициентkc, учитывающий потери в конструкции ДПУ, принимаем равным:
/>
Тогда находим:
Эквивалентнаяпостоянная времени диода с учетом потерь в элементах конструкции ДПУ.
/>
/>
Эквивалентноесопротивление потерь.
/>
Динамическаядобротность диода.
Вычисляем оптимальноеотношение частот Aопт и соответствующий минимальный коэффициент шума, при этомполагаем, что физическая температура диода равна нормальной температуреокружающей среды, т. е.
Тд = 290 К.
/>
/>
/>
Рассчитанное значениеNпу_мин удовлетворяет требуемому Nпу = 2.2 дБ.
Определим значениехолостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропусканияДПУ, не применяя специальных элементов для ее расширения, и упроститьтопологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используемпоследовательный контур, образованный емкостью Сп_U0 и индуктивностью выводовLв диода. Цепь тока холостой частоты замкнем разомкнутым четвертьволновымшлейфом, подключаемым параллельно диоду и имеющим входное сопротивление,близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала инакачки, а также емкость корпуса диода Сд. Резонансная частота этого контураравна частоте последовательного резонанса диода:
/>
/>
Отношение частот
/>
Частота накачки.
/>
Уточненное значениекоэффициента шума.
/>
Расчет коэффициенташума ДПУ с полученным значением А дает близкую величину, что и при оптимальномотношении частот Aопт. Этот результат обусловлен тем, что значения А и Aоптблизки, а кривая зависимости Nпy {А} имеет тупой минимум.
Теперь можно определить«холодный» КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить дляполучения заданного резонансного усиления. Также находим требуемоесопротивление источника сигнала Rc, приведенное к зажимам нелинейной емкости впоследовательной эквивалентной схеме диода:
/>
/>
Рассчитанные значенияКСВ, Rc обеспечивают подбором согласующих (трансформирующих) элементовсигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.
Определим полосупропускания Ппу, для чего зададимся коэффициентами включения емкости в холостойmвкл_х и сигнальный mвкл_с контуры. Поскольку холостой контур имеет простейшуюструктуру и реализуется на сосредоточенных элементах диода и четвертьволновомразомкнутом шлейфе, можно ожидать достаточно хорошее включение емкости в контури принять mвкл_х = 0.5. Сигнальный контур имеет более сложную структуру, таккак наряду с элементами холостого контура включает в себя емкость корпуса диодаСд, согласующие шлейфы и шлейф, режектирующий частоту накачки. Поэтому примем mвкл_с= 0.2.
/>
/>
Тогда получим полосупропускания:
/>
Это значениеудовлетворяет заданию (Птр = 80 МГц)
Определим необходимуюмощность накачки ДПУ.
Для этого введем графиквспомогательного коэффициента q в ЭВМ. Возьмем несколько точек на графике ивведем их координаты
/>
/>
/>
/>
/>
/>
/>
/>
/>
/>
Рисунок 5.
По графику для Uнормпри n = 2 находим q и рассчитываем мощность накачки, рассеиваемую в диоде:
/>
/>
Мощность накачки Pнак,подводимая ко входу накачки ДПУ, обычно заметно выше мощности накачки Pнак_д,рассеиваемой в диоде. Это обусловлено неизбежными дополнительными потерями впроводниках и контактных соединениях устройства, а также некоторой утечкоймощности накачки в тракт источника сигнала, например антенны. Эти потери можноучесть с помощью поправочного коэффициента kнак. Его величина при fн 50 ГГц kнак_вч = 2.5.
Для частоты fнинтерполяцией значений коэффициента kнак находим:
/>

/>
/>
/>
/>
/>
/>
Определяем мощностьнакачки, которую необходимо подвести к ДПУ:
/>
Для упрощения трактанакачки (изъятием из него ППФ) и уменьшения тем самым его потерь, чтосущественно для частоты накачки fн, лежащей уже в диапазоне миллиметровых волн.целесообразно применить генератор накачки на диоде Ганна с волноводным выводомСВЧ энергии с помощью волноводно-микрополоскового перехода. Это необходимо длясвязи такого генератора накачки с микрополосковой платой. Согласование этогоперехода осуществляют подбором диаметра и глубины погружения зонда в волновод ирасстояния до его короткозамыкающей стенки.
 
2.4 Расчет смесителя
В современныхрадиоприемных устройствах СВЧ в большинстве случаев применяют двухдиодныебалансные смесители (БС). Основным их достоинством является способностьподавлять шум амплитудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно дляполучения низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС обладает и другимипреимуществами перед однодиодным небалансным смесителем. В частности, БСработает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость ксигналам помех определенных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина,просачивающуюся в антенну.
Схема БС включает двесмесительные секции и СВЧ мост (квадратный, кольцевой и др.). К двум плечаммоста подключают смесительные секции, а к двум другим подводят соответственнонапряжения сигнала Uс и гетеродина Uг.
Работа балансногосмесителя основана на равном распределении мощностей сигнала и гетеродина междудвумя диодами, но с определенными относительными фазовыми сдвигами, чтообеспечивается с помощью СВЧ моста. В результате оказывается, что на выходесмесителя, на промежуточной частоте, преобразованные диодами сигналы имеютодинаковые фазы и поэтому суммируются, а шум гетеродина подавляется, так как онна выходе диодов оказывается противофазным.
/>
Рисунок 6.Схема балансного смесителя.
 
Произведем расчетбалансного смесителя.
Исходные данные:
/>
Рабочая частота f0 =9370 МГц.
/>
Полоса пропусканиярадиотракта.
/>
Максимально допустимыйкоэффициент шума смесителя (в дБ).
/>
Коэффициент шума УПЧ (вдБ).
Коэффициент шума УПЧ (вразах).
/>
Относительнаяспектральная плотность мощности шума гетеродина (в дБ / Гц).
/>
/>
Промежуточная частота.
/>
Волновое сопротивлениеподводящих линий.
/>
Постоянная Больцмана.
/>
Стандартнаятемпература.
Выбираем смесительныедиоды и определяем их параметры по таблице 6.

 
Таблица 6.
/>
Используем ДБШ типа3А111Б. Его данные:
/>
Потери преобразования(в дБ).
Потери преобразования(в разах).
/>
/>
Оптимальная мощностьсигнала гетеродина.
/>
Коэффициент шума (вдБ).
Коэффициент шума (вразах).
/>

/>
Выходное сопротивление(минимальное и максимальное значение).
/>
Коэффициент стоячейволны (КСВ).
/>
/>
Максимальнаярассеиваемая мощность.
Волновые сопротивлениячетвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секций принимаем равными 20 и 90Ом ([1] с. 335) соответственно для низкоомных разомкнутых и высокоомныхотрезков
Выбираем СВЧ мост. Вбалансном смесителе, предназначенном для МШДБС, необходимо использоватьсинфазно-противофазные, т. е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако, учитываяотносительно неширокую заданную полосу П радиотракта, целесообразноиспользовать квадратурный двухшлейфный мост со сдвигом смесительных секций друготносительно друга на /4, поскольку с ним можно получить более компактнуютопологическую схему БС и МШДБС в целом.
В коротковолновой частисантиметрового диапазона волн потери такого моста Lм
/>
/>

/>
Полагая частотнуюзависимость f приблизительно линейной, для П / f0 = 6% найдем (в дБ).
/>
Определим разброспараметров диодов в паре. Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными впары с разбросом rвых согласно формуле:
/>
/>
и разбросом Lпрб, при которомLдБ = 0,5 дБ.
При расчете входнойцепи УПЧ за величину выходного сопротивления балансного смесителя принимаемrбс_ср:
/>
Принимаем потерипреобразования балансного смесителя:
/>

Шумовое отношение дляДБШ в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих диодов величинуnш можно определить следующим образом:
/>
Шумовое отношениебалансного смесителя принимается равным шумовому отношению смесительного диода:
/>
Рассчитываем суммарнуювеличину потерь L(в дБ) за счет разбаланса амплитуд моста, разбросапотерь преобразования LдБ, и разброса сопротивлений r
/>
/>
По графику определяемкоэффициент подавления шума гетеродина (в дБ).

/>
/>
Находим необходимуюмощность гетеродина на входе БС, полагая оптимальную мощность гетеродина равнойпаспортной (Рг_опт = 3 мВт):
/>
Для характеристикиуровня выходного шума гетеродина удобно пользоваться понятием удельногошумового отношения гетеродина nг0 (1/мВт), соответствующего относительнойвеличине выходного шума гетеродина, приходящегося на 1 мВт его выходноймощности:
/>
Определим шумовоеотношение гетеродина (в Вт):
/>
Рассчитаем коэффициентшума смесителя:
/>
/>

В разах.
/>
В децибелах.
 
2.6 Расчет усилителяпромежуточной частоты:
Одним из возможныхвариантов выполнения УПЧ является использование в межкаскадных цепях простыходнотипных селективных LC резонансных систем. Эти цепи в усилителяхпромежуточной частоты необходимы для осуществления частотно-избирательнойфункции приемника и передачи принимаемого сигнала по возможности с минимальнымипотерями.
Простейшей межкаскаднойцепью в УПЧ может быть одиночный резонансный контур LC, настроенный в резонансна центральную частоту полосы пропускания усилителя (резонансные УПЧ).
В ходе предварительногорасчета для использования в каскадах УПЧ был выбран полевой транзисторКП305А.
/>
Рисунок 9.Схема одного каскада усилителя промежуточной частоты.
/>
Промежуточная частота.
/>
Требуемый коэффициентусиления.
/>
Максимальныйкоэффициент устойчивого усиления.
/>
Входное сопротивлениеследующего каскада.
/>
Напряжение питания.
Ток стока в типовомрежиме.
/>
/>
Крутизна проходнойхарактеристики транзистора.
/>
Сопротивлениесток-исток на промежуточной частоте.
/>
Выходная емкость всхеме с общим истоком.
Входная емкость в схемес общим истоком.
/>
/>
Сопротивлениезатвор-исток на промежуточной частоте.
/>
Эквивалентнаядобротность контура.
/>
Расстройка соседнегоканала.
/>
Число каскадов УПЧ.
Электрический расчеткаскада
Определяем коэффициентшунтирования контура входным сопротивлением следующего каскада и выходнымсопротивлением транзистора, допустимый из условий устойчивости и обеспечениязаданной эквивалентной добротности контура
/>
Определяем необходимыеконструктивные и эквивалентные затухания контура
/>
/>
что вполне выполнимо.
Находимхарактеристическое сопротивление контура, принимая коэффициент включения в цепьколлектора /> (полноевключение):
/>
Минимально допустимаяэквивалентная емкость контура:
/>

Вычисляем коэффициентвключения контура со стороны последующего каскада (эта же величина определяеткоэффициент включения контура на вход следующего каскада приавтотрансформаторной связи)
/>
Общая величина емкостиемкостного делителя при емкостной связи (при автотрансформаторной связи общаявеличина емкости контура, которую нужно выбрать по ГОСТ):
/>
Величины емкостей делителя:
/>
Выбираем по ГОСТ(округление в большую сторону):
/>
/>
Выбираем по ГОСТ(округление в большую сторону):
/>
Действительнаяэквивалентная емкость контура с емкостной связью (при автотрансформаторнойсвязи:
/>)
/>
Так как Сэкв > Сэ,то расчет произведен правильно.
Определяеминдуктивность контура:
/>
Характеристическоесопротивление контура после выбора емкостей:
/>
Резонансный коэффициентусиления:
/>
Так как K0 = /> > Kтр = 20 иK0 = /> 
Задаемся сопротивлениемразвязки из условия допустимого падения напряжения на элементах фильтрациипитающих напряжений Rф = 510 Ом и определяем емкость фильтра:
/>
/>
По ГОСТ:
/>
/>
Пределы изменениячастоты.
/>
Избирательность нарасчетных частотах для одного каскада.
/>
/>
То же в децибелах.
/>
Рассчитываемизбирательность УПЧ по соседнему каналу. Для одиночного контура уравнениехарактеристики избирательности:
/>
/>
То же в децибелах:
/>

Для n-каскадного УПЧ:
Вычисляем полосупропускания УПЧ:
Начальное значениеиндекса переменной.
/>
Уровень, по которомусчитается полоса пропускания (в дБ).
/>
Отыскиваем значениеиндекса на границе полосы пропускания:
/>
Полоса пропусканияn-каскадного УПЧ:
/>
 
2.7 Расчет детектора
Для детектированиярадиоимпульсов, т. е. для преобразования их в видеоимпульсы, используютпоследовательные диодные детекторы, выполненные по схеме, приведенной нарисунке.

/>
Рисунок 10.Схема детектора радиоимпульсов.
Отрицательноенапряжение видеоимпульсов с выхода детектора поступает на ограничитель, вкачестве которого служит первый каскад видеоусилителя с общим эмиттером. В этомкаскаде сигналы ограничиваются за счет отсечки коллекторного тока. В такихдетекторах часто используют германиевые диоды.
Исходные данные:
/>
Время установленияимпульсов.
Промежуточная частота.
/>
Резонансноесопротивление контура последнего каскада УПЧ.
/>
/>
Емкость контурапоследнего каскада УПЧ.
Емкость монтажа (См =(3… 5) пФ).
/>
/>
Входная емкостьвидеоусилителя
/>
Эквивалентнаяпроводимость контура последнего каскада УПЧ (или проводимость нагрузки в случаеапериодического УПЧ).
/>
Коэффициентшунтирования контура или нагрузки апериодического каскада детектором (вузкополосных УПЧ надо брать q =в широкополосных этоткоэффициент должен удовлетворять требованиям обеспечения полосы пропусканияпоследнего каскада УПЧ).
Электрический расчет:
Выбираем детекторныйдиод с малым внутренним сопротивлением Ri, малой емкостью Cд и большим обратнымсопротивлением Rобр. Пусть это будет диод типа КД512А с параметрами:
/>
/>
/>
/>
Полная емкостьконденсатора нагрузки.
/>
Емкость конденсаторанагрузки.
/>
Сопротивление нагрузки.
Текстовые сообщения:

/>
/>
Проверяем соотношение:
/>
/>
После этого определяемкоэффициент передачи Kд и динамическое внутреннее сопротивление Riд по кривымна рисунке 11, приведенным в [1] c. 369, 372.
/>
/>
При
/>
Рисунок 11.
Отложим это значение наследующем графике на рисунке 12 и получим /> =100
/>
Рисунок 12.
Определяем требуемоевходное сопротивление детектора:
/>
Вычисляем длительностьфронта видеоимпульсов:
/>

 
3. Литература
1. Проектирование радиоприемныхустройств. Под ред. А.П.Сиверса. М… Сов. радио, 1976.
2. Горшелев В. Д., Красноцветова З. Г.,Федорцов Б. Ф. Основы проектирования радиоприемников. Л., Энергия, 1977.
3. Бобров Н.В., Максимов Г.В., МичуринВ.И., Николаев Д.П. Расчет радиоприемников. М.: Воениздат, 1971.
4. Сафоненков Ю.П. Методические указанияпо курсовому проектированию радиоприемных устройств на микросхемах. М.: РИОМИИГА, 1983.
5. Екимов В.Д., Павлов К.М.Проектирование радиоприемных устройств. — М: Связь, 1968.
6. Полупроводниковые приборы. Диодывысокочастотные, диоды импульсные, оптоэлектронные приборы: Справочник / Подред. А. В. Голомедова. — М: Радио и связь, 1988.
7. Транзисторы для аппаратуры широкогоприменения: Справочник. Под ред. Б.Л.Перельмана. — Радио и связь, 1981.
8. Софронов Н.А. Радиооборудованиесамолетов. — М: Машиностроение, 1993.
9. Горшелев В.Д., Красноцветова З.Г.,Савельев А.А., Тетерин Г.Н. Основы проектирования радиоприемников. Л. Энергия.1967.
10. Функциональные устройства наинтегральных микросхемах дифференциального усилителя. Под ред. В.З. Найдерова.М.: Сов. радио, 1977.
11. Проектирование радиолокационныхприемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М.: Высшая школа, 1984.
12. Сергеев В.Г. Устройства приема иобработки сигналов. Ч.1. Расчет и проектирование: Учебное пособие. М.: МГТУ ГА,2001.
13. Микросхемы и их применение / БатушевВ.А., Вениаминов В.Н., Ковалев В.Г. и др. М.: Энергия, 1978.
14. Сборник задач и упражнений по курсу«Радиоприемные устройства»: Учебное пособие для вузов / Ю. Н.Антонов-Антипов, В. П. Васильев, И. В. Комаров, В. Д. Разевиг: Под ред. В. И.Сифорова — М.: Радио и связь, 1984.
15. Полупроводниковые приборы.Транзисторы малой мощности: Справочник. Под ред. А.В.Голомедова. — Радио исвязь, 1989.