Комп’ютеризована вимірювальна система параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом

Назва критерію

Пристрій на основі частотного ТП

Пристрій на основі тахогенератору

Пристрій на основі ФТП з аналого-вим вихідним сигналом

Розроблю-ємий пристрій

Потенційний пристрій

Широкий діапазон контролюємих кутових швидкостей

1

0

0

1

1

Чутливість до напрямку обертання

0

1

1

Як слідує з аналізу табл. 2.1, розробляємий пристрій для контролю та високоточного вимірювання у динамічному режимі кутової швидкості обертання валу електродвигунів має найбільший у порівнянні з аналогами показник ефективності, що свідчить про доцільність його розробки.

2.5 Економічна доцільність нової технічної розробки

2.5.1 Прогнозування собівартості

Спрогнозуємо собівартість нової технічної розробки методом питомої ваги.

Цей метод доцільно застосовувати тоді, коли є можливість розрахувати одну з прямих витрат і встановити питому вагу даної статті, в собівартості аналогова. Собівартість одиниці нової продукції можна спрогнозувати за формулою:

(грн). (2.10)

де К_Н - коефіцієнт, який враховує конструктивні та технологічні особливості нової розробки, К_Н = 1?1,2

В_П - величина однієї із статей витрат, яка вибрана за основу, грн.;

П - питома вага однієї із прямих витрат в собівартості аналогова, %;

Вартість одиниці продукції аналога становить приблизно 1000 грн. Відомо, що питома вага для аналога становитиме 60 %, а питома вага нової розробки становить 65 %.При цьому собівартість розробки складатиме:

(грн)

Собівартість же нової розробки становитиме:

(грн)

2.5.2 Прогнозування величини капітальних вкладень

Розрахуємо величину капітальних вкладень для більшості сучасних аналогів та для нової розробки за формулою:

К = В * А * S (грн)= В*Ц (грн). (2.11)

де S - собівартість нової розробки, яка оцінюється приблизним способом;

В - коефіцієнт, який враховує витрати на розробку, придбання, транспортування, монтаж, налагодження тощо нової розробки, В 1,1 ? 1,8;

А - коефіцієнт, який враховує прогнозований прибуток, податки, які повинен виплатити виробник тощо, А 1,5 ? 2;

Ц - ціна реалізації нової розробки, якщо вона визначена раніше, грн..

К₁ = 1,6 · 2 · 2000 = 6400 (грн.)

К₂ = 1,4 · 2 · 2036,73 = 5702,84 (грн)

2.5.3 Прогнозування величини експлуатаційних витрат

Розрахуємо експлуатаційні витрати для аналога та нової розробки за формулою:

Е = k Ц = k A S (грн/рік), (2.12)

де Ц - ціна реалізації нової розробки, якщо вона визначена раніше, грн./шт., k-коефіцієнт, який ураховує витрати на амортизацію, електроенергію, обслуговування, ремонт тощо. Рекомендується приймати значення k = (0,20,4). Для обчислювальної техніки значення k рекомендується приймати по максимуму. А - коефіцієнт, який враховує прогнозований прибуток, податки, які повинен виплачувати виробник тощо; А 1,5 2, S - собівартість нової розробки, грн., яка оцінювалася вище;

- доля часу, який витрачає працівник на обслуговування вибору в загальному часі своєї роботи.

Е₁ = 0,4 2 2000 0,6 = 960 (грн/рік)

Е₂ = 0,4 2 2036,73 0,6 = 977,63 (грн/рік)

Якщо К₁ = 6400 грн., К₂ = 5702,84 грн. то співвідношення між аналогом та новою розробкою по капітальних вкладеннях - К₁ > К₂. Якщо Е₁ = 960 грн/рік, Е₂ = 977,63 грн/рік, то співвідношення між аналогом та новою розробкою по експлуатаційних витратах - Е₁ < Е₂. Як можна побачити, при впровадженні нової технічної розробки підприємство буде мати економію коштів по капітальних вкладеннях та експлуатаційних витратах у розмірі:

К_еф = 6400 - 5702,84 = 697,16 (грн).

Е_еф = 960-977,63 = - 17,63 (грн/рік).

Такий варіант свідчить про абсолютну економію як на питомих капіталовкладеннях, так і на експлуатаційних витратах, тобто кращою буде нова розробка, що свідчить про доцільність проектування та впровадження її в виробництво.

3 Розробка структурної схеми компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом

До складу розробляємого пристрою входить первинний тахометричний перетворювач. Як було вказано у попередньому розділі, цей ТП буде мати аналоговий вихідний сигнал, прямопропорційний куту повороту. Шляхом обчислення його першої похідної визначається кутова швидкість.

Аналогові диференціюючі пристрої мають велику похибку та вузький частотний діапазон, що не може задовольнити вимоги технічного завдання. Тому необхідно використати цифрове диференціювання вихідного сигналу ТП. Існують три види цифрового диференціювання [16]:

перший тип - це дискретний диференціатор з усередненням. Принцип його дії полягає у відніманні через однакові інтервали часу миттєвих значень вхідного сигналу. Сигнал на виході диференціатора першого типу описується виразом:

(3.1)

де - інтервал дискретності;

другий тип - це дискретний диференціатор з осередненням. У цьому диференціаторі віднімаються через однакові інтервали часу попередньо проінтегровані на цих інтервалах значення вхідного сигналу. Сигнал на виході диференціатора другого типу:

, (3.2)

цифровий диференціатор третього типу - це диференціатор з усередненням на частині інтервалу. У ньому віднімаються через однакові інтервали часу попередньо проінтегровані на частині цих інтервалів значення вхідного сигналу. Вихідний сигнал описується виразом

, (3.3)

Імпульсні характеристики диференціаторів першого, другого та третього типів описуються відповідно виразами

, (3.4)

, (3.5)

, (3.6)

де - дельта-функція Дирака,

Провівши пряме перетворення Фурє від імпульсних характеристик та відокремивши дійсну та мниму частини отримуємо частотні та фазові характеристики диференціаторів. Для диференціатора першого типу:

, (3.7)

. (3.8)

Для диференціаторів другого типу:

, (3.9)

. (3.10)

Для диференціаторів третього типу

, (3.11)

. (3.12)

Вибір одного з цих трьох видів залежить від конкретного випадку, але кожен з них обумовлює необхідність використання аналого-цифрового перетворювача.

Розробляємий пристрій призначений для високоточного вимірювання та контролю кутової швидкості та інших параметрів руху ЕМПЕ у динамічному режимі. Тобто він повинен працювати як в режимі реального часу так і обчислювати залежності кутової швидкості, кутового прискорення, кута повороту валу від часу. Це обумовлює необхідність реалізації пристрою на основі персональної ЕОМ.

Таким чином, пристрій буде складатись з двох структурних блоків:

- тахометричного перетворювача;

- блоку спряження тахометричного перетворювача з ПЕОМ.

Для узгодження роботи аналого-цифрового перетворювача та мікропроцесора ПЕОМ необхідно використати порт уведення-виведення та схему його ініціалізації.

Для запуску аналого-цифрового перетворювача використовується генератор з кварцевою стабілізацією частоти. При відомому періоді частоти цього генератору можливе вимірювання залежностей параметрів руху від часу, не проводячи сумісних вимірювань часу.

Данні та керуючі сигнали порту уведення-виведення передаються на системну шину та ОЗУ ПЕОМ. Після проведення вимірювань здійснюється контроль середнього значення кутової швидкості.

Структурну схему розробляємого пристрою наведено на рис. 3.1 та у графічній частині дипломного проекту.

Рисунок 3.1 - Схема електрична структурна пристрою контролю середнього значення кутової швидкості

4. Розробка принципової схеми компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом

4.1 Аналіз лінійного фотоприймача

Фотоелектричні перетворювачі площа-напруга (ППН) використовуються у багатьох пристроях, таких як перетворювачі інтенсивності світлового потоку, первинні тахометричні перетворювачі та інші. Розглянемо ППН на основі пари фотодіод-операційний підсилювач (Рисунок 4.1). У цій схемі фотодіод VD діє як генератор струму, а операційний підсилювач DA перетворює цей струм у напругу. Залежність струму, що протікає через фотодіод, від потоку опромінення, описується виразом:

Рисунок 4.1 - Фотоприймач на основі пари фотодіод - операційний підсилювач (а) та його еквівалентна схема (б)

(4.1)

де I_VD - струм фото діоду;

S_I0 - інтегральна струмова чутливість фотодіоду при немодульованому опроміненні;

- потік опромінення;

I_S - темновий струм фото діоду;

U - падіння напруги на фотодіоді;

Т - абсолютна температура;

k - постійна Больцмана;

е - заряд електрона;

- циклічна частота потоку опромінення;

- постійна часу фотодіоду, яка залежить від значень внутрішнього опору фотодіоду R_VD, паразитної ємності фотодіоду С_VD, часом розсосування неосновних носіїв заряду.

При використанні джерела світла з конденсорною лінзою, можна отримати плоско-паралельний потік опромінення, однаковий на всій площині, що освітлюється. У цьому випадку потік опромінення та площа фоточутливого шару фотодіоду, що опромінюється, звязані співвідношенням:

, (4.2)

де J- інтенсивність променевого потоку;

r - відстань від джерела світла до поверхні, що освітлюється;

S - площа, що опромінюється;

I - сила світла.

Вихідна напруга ППН, з урахуванням напруги зміщення нуля, різниці вхідних струмів, напруги шуму, описується виразом:

(4.3)

де К - коефіцієнт передачі операційного підсилювача;

R_ВХ - вхідний опір операційного підсилювача;

- напруга зміщення нулю операційного підсилювача;

- різниця вхідних струмів операційного підсилювача;

- напруга шуму на виході фотоприймача.

Модуль вихідної напруги шуму визначається виразом:

, (4.4)

де - спектральна щільність напруги шуму операційного підсилювача;

- спектральна щільність шумового струму операційного підсилювача;

- спектральна щільність шумового струму фотодіоду;

- спектральна щільність шумового струму опору зворотного звязку.

Після перетворень, отримуємо вираз, що звязує спектральну щільність вихідної напруги фотоприймача з комплексною амплітудою площі фоточутливого шару фотодіоду, що освітлюється

(4.5)

Вираз (4.5) можна спростити. Різниця вхідних струмів для сучасних операційних підсилювачів складає одиниці нА, а напруга зміщення - одиниці мВ. При умовах та , значеннями та можна знехтувати. При використанні елементної бази з низьким рівнем шумів, шумовою складовою виразу (4.5) можна знехтувати. Внаслідок малого значення падіння напруги на фотодіоді при його роботі у фотовольтаічному режимі та малого значення темнового струму, друга складова чисельника виразу (4.5) близька до нуля.

Вираз (4.5) описує математичну модель ППН, що дозволяє проводити його моделювання з урахуванням частотних та шумових властивості елементної бази, на основі якої побудовано перетворювач. Наведена модель є лінійною, тобто вона не враховує нелінійність фотодіоду. Це справедливо при умові, що фотодіод при роботі не наближується до стану насичення, де його нелінійні властивості особливо проявляються.

В більшості випадків гранична частота фотодіоду значно менша за граничну частоту операційного підсилювача. Тому спад частотної характеристики в області верхніх частот визначається частотними властивостями фотодіоду. Це дає змогу знехтувати впливом паразитної ємності в колі зворотного звязку та вхідною ємністю операційного підсилювача. Вхідний опір сучасних операційних підсилювачів складає десятки МОм, що значно перевищує опір в колі зворотного звязку та внутрішній опір фотодіоду. Тому можна прийняти . При умові, що частота опромінення значно менша за граничну частоту фотодіода, його частотними властивостями можна знехтувати, вираз (4.5) прийме вигляд:

(4.6)

Вираз (4.6) є максимально спрощеною математичною моделлю фотоприймача на основі пари фотодіод-операційний підсилювач як перетворювача площі в напругу, яку можна використовувати при умові того, що ширина спектру опромінення значно менша граничної частоти фотодіоду.

4.1.1 Розробка первинного вимірювального перетворювача

Первинний вимірювальний перетворювач крутильних коливань (ПВПКК) включає в себе вал 1 (рисунок 4.2), на який насаджено модулятор 2.

Рисунок 4.2 - Первинний вимірювальний перетворювач крутильних коливань

Модулятор має вигляд диску, з чередуючимися прозорими та непрозорими елементами рівної кутової ширини. За модулятором, зі сторони вала, розташована діафрагма 3, за якою встановлено два фотодіода 4, які входять до складу фотоприймачів на основі пари фото діод - операційний підсилювач. Елементи фотоприймачів та інші електронні елементи ПВПКК розташовані на платі 5. Джерело світла 6 з конденсорною лінзою освітлює фоточутливий шар фотодіодів через перехрестя модулятора та діафрагми (його на рисунку 4.2. наведено штриховою лінією). Діафрагма має вигляд пластини з двома отворами 7, зсунутими між собою на кут, рівний 1,5 кутової ширини елементів модулятора, відносно його центру, конфігурація яких визначається радіусами модулятора та концентричними колами, радіусами R₁ та R₂, центр яких співпадає з центром модулятора. Кутова ширина отворів діафрагми дорівнює кутовій ширині прозорих елементів модулятора. При обертанні валу, обертається і модулятор, внаслідок чого прозорі та непрозорі елементи модулятора перекривають отвори діафрагми. При вище вказаній формі отворів діафрагми, площа заштрихованого отвору, через яке світло при обертанні попадає на фоточутливий шар фотодіоду фотоприймача (домовимось називати цей фотоприймач першим, а той, що зсунутий відносно нього на 1,5 - другим), лінійно залежить від кута повороту валу та визначається виразом

, (4.7)

де - поточний кут повороту заднього в напрямку обертання краю прозорого елементу модулятора, який умовно прийнято за перший, відносно переднього в напрямку обертання краю першого отвору діафрагми (рад),

R₁, R₂ - відповідно більший та менший радіус кола, що обмежує отвір діафрагми. Вихідна напруга фотоприймача, як слідує з виразу (4.6), прямопропорційна площі отвору, через який світло попадає на фоточутливий шар фотодіоду. Після перетворень отримуємо вираз, який звязує вихідну напругу першого фотоприймача з кутом повороту :

(4.8)

При використанні одного фотоприймача, виникають похибки, які обумовлені наступним причинами. По-перше, це похибка первинного перетворення, що виникає внаслідок частотних властивостей фотоприймача. Обмеженість смуги пропускання приводить до згладжування сигналу біля його максимумів та мінімумів (рисунок 4.3, в).

Окрім того, при малих площах отвору, через який світло попадає на

фоточутливий шар фотодіодів, похибка виготовлення отвору діафрагми та елементів модулятора обумовлює виникнення додаткової площі отвору, величина якої мало відрізняється від корисної площі, що значно впливає на точність перетворення кутової швидкості в інформативний параметр сигналу (рисунок 4.3, а). При більших площах отвору, через який світловий потік попадає на фоточутливий шар фотодіодів, вище описане явище проявляється значно менше (рисунок 4.3, б), тобто:

, (4.9)

Рисунок 4.3 - Виникнення похибки первинного перетворення

Похибка, обумовлена цим фактором проявляється біля мінімумів імпульсів напруги на виході фотоприймача. На рисунку 4.3, в показано мінімум вихідної напруги фотоприймача. Суцільною лінією показано реальний випадок, пунктирною -- ідеальний.

В розробленому ПВПКК використовується два фотоприймача на основі пари фотодіод - операційний підсилювач, а знімання вимірювальної інформації, з метою виключення проявлення двох вище вказаних факторів, здійснюється з виходу того фотоприймача, вихідний сигнал якого не знаходиться біля свого максимуму чи мінімуму. На рисунку 4.4 наведено функціональну схему ПВПКК, а на рисунку 4.5 наведено часові діаграми його роботи у точках, вказаних на рисунку 4.4.

Перед початком вимірювання, модулятор розташовується відносно діафрагми випадково. При відповідному підборі значень напруг джерел опорної напруги Р1 та Р2, які визначають коломінімумну та коломаксимумну область вихідних сигналів фотоприймачів 1 та 2, можливі їх слідуючи два стани перед початком вимірювань - жоден з вихідних сигналів фотоприймачів не знаходиться на рівні, який відповідає знаходженню його біля свого максимуму чи мінімуму або навпаки.

Рисунок 4.4 - Схема електрична функціональна ПВПКК з зменшенням похибки, що обумовлена частотними властивостями фотоприймача.

Рисунок 4.5 - Часові діаграми роботи ПВПКК

В таблиці 4.1. наведено всі можливі значення вихідних напруг всіх компараторів (В -- високий рівень, Н -- низький рівень) перед початком роботи. Високий рівень свідчить про знаходження вихідного сигналу відповідного фотоприймача у своїй коломаксимумній чи коломінімумній області. У двох нижніх строках таблиці 4.1 знаком "+" відмічено той фотоприймач, вихідний сигнал якого при наведеному стані компараторів не знаходиться у своїй коломаксимумній чи коломінімумній області. Після включення джерела освітлення, формувачем сигналу "Скид" S (рисунок 4.4) формується сигнал "Скид", який уявляє собою імпульс напруги рівня логічної одиниці, який подається на входи елементів І-НІ, D2 та D3. За заднім фронтом сигналу "Скид" спрацьовує схема запуску обєкту Р.

Таблиця 4.1 - Початкові значення вихідних напруг компараторів

Перед початком вимірювань необхідно на вихід ПВПКК подати сигнал з виходу того фотоприймача, вихідний сигнал якого не знаходиться у своїй коломаксимумній чи коломінімумній області. Для цієї передустановки служать логічні елементи АБО-НІ D5 -- D8, елемент НІ D1, елементи І-НІ D2-D3. Коли компаратори знаходяться у станах 1, 3 або 5 (таблиці 4.1), на виході елементу D8 АБО-НІ зявляється рівень логічного нуля. При цьому, під час дії сигналу "Скид", на виході елементу D2 І-НІ зявиться рівень логічного нуля, а на виході елементу D3 І-НІ -- рівень логічної одиниці. Лічильний тригер Т встановиться в одиницю і до виходу перетворювача буде підключено вихідний сигнал фотоприймача 1. При любих інших станах на компараторі до виходу перетворювача буде підключено вихідний сигнал фотоприймача 2. По задньому фронту сигналу "Скид" спрацьовує схема запуску обєкту дослідження Р і запускається обєкт, кутову швидкість якого треба виміряти. Коли сигнал "Скид" відсутній, напруга на установочному вході та вході скиду тригера Т завжди буде рівня логічної одиниці і не буде впливати на його стан. При обертанні вала обєкта дослідження, трикутні імпульси напруги, які формуються на виході фотоприймачів (рисунок 4.5, a, b), зрівнюються з напругами джерел опорної напруги Р1 та Р2, відповідно U_п1 та U_п2. При співпаданні, на виході одного з компараторів зявляється імпульс позитивної полярності (рисунок 4.5, c, d, f, g). Його тривалість дорівнює тривалості знаходження рівня вихідної напруги фотоприймача вище рівня U_п1 чи U_п2. Вихідні імпульси кожного з компараторів подаються на входи елементу D4 АБО, з виходу якого (рисунок 4.5, h) вони поступають на тактовий вхід лічильного тригеру Т, який змінює свій стан по передньому фронту цих імпульсів, відповідно керуючи аналоговим мультиплексором МХ, підключаючи до виходу датчика вихідний сигнал того фотоприймача, який не знаходиться у своїй коломінімумній чи коломаксимуній області. На виході датчика формується сигнал, який на рисунку 4.5, j показано жирною лінією. Знаходимо рівняння перетворення ПВПКК з зменшенням похибки, що обумовлена частотними властивостями фотоприймача. Залежність вихідної напруги першого фотоприймача від кута повороту описується виразом (4.8). Другий фотоприймач зсунутий відносно першого на кут 1,5. Його вихідна напруга:

, (4.10)

Вирази (4.8) та (4.10) описують рівняння перетворення цього ПВПКК.

В якості операційного підсилювача у складі лінійних фотоприймачів доцільно використати мікросхему операційного підсилювача К544УД2. Обрана мікросхема операційного підсилювача К544УД2 має наступні електричні параметри [10]:

- напруги живлення +/-15 В;

- опір навантаження 2 кОм;

- вхідна напруга 10 В;

- струм споживання 3,5 мА;

- коефіцієнт підсилення 35 10⁶;

- частота одиничного підсилення 1 Мгц;

- вхідний опір 10 10⁶ Ом;

- вхідний струм 0, 15 мА;

- ємність навантаження 500 пФ.

Фотодіод VD1 повинен відповідати наступним вимогам :

- мати велику площину фоточутливого слою, що значно спростить конструкцію перетворювача;

- мати малу постійну часу, що буде обумовлювати широкий частотний

діапазон.

Цим вимогам відповідає фотодіод ФД-155К який має наступні параметри:

- площина фоточутливого слою - 30 мм²;

- постійна часу - 10^-6 с.

До складу ПВПКК, як було вказано вище, входить компаратор напруг. Обираємо компаратор К521СА3, який має наступні характеристики:

- час переключення 30 нс;

- струм споживання 3,5 мА;

- коефіцієнт підсилення 35 10⁶;

- частота одиничного підсилення 1 МГц;

- вхідний опір 10 10⁶ Ом;

Тому як на його виході треба формувати імпульси ТТЛ рівня, використовуємо для нього однополярне джерело живлення +5В. Опорну напругу точно виставити можна тільки при настройці фотоприймача, тому для цього використовується резистор змінного опору.

У графічній частині дипломного проекту наведено електричну принципову схему ПВПКК та його збірне креслення.

4.2 Розробка пристрою спряження перетворювача з ПЕОМ

Схему спряження реалізовано на базі 12-розрядного АЦП AD1671 фірми Analog Devices, яка має вбудований пристрій вибірки зберігання та час перетворення 800 нс, порту уведення-виведення КР580ВВ55А.

Мікросхема КР580ВВ55 уявляє собою програмований порт, який включає в себе три двунаправлених порти. Генератор з кварцевою стабілізацією частоти, що запускає АЦП, запускається програмно через порт С, коли в нього записується керуюче слово «початок». Вихідний сигнал генератору блокується керуючим словом «кінець».

Для ініціалізації порту уведення-виведення використовуються виводи

системної шини ЕОМ А2-А9 та системний сигнал AEN, який свідчить про те, що відбувається звернення до зовнішнього пристрою, а не до памяті. Виводи А0-А1 використовуються для вибору напрямку передачі чи зчитування інформації.

Для завдання режимів роботи порту - режиму програмування, режиму запису в порт, режиму уведення в порт, використовуються системні сигнали RD та WR. Порт уведення-виведення ініціалізується при появі на системній шині адрес $100-$103. Призначення цих адресів наведено у таблиці 4.2.

Сигнал готовності АЦП є запитом на переривання IRQ10, під час обробки якого зчитується перший та другий байт вихідного коду АЦП і записується в оперативну память.

Таблиця 4.2 - Адреси портів

Через порт уведення-виведення здійснюється передавання першого байту вихідного коду АЦП (порт А), передавання другого байту вихідного коду АЦП та сигналу наявності заднього фронту вихідного сигналу ТП (порт В), сигналів початку та закінчення вимірювань (порт С). Дані під час роботи безперервно записуються в оперативну память персональної ЕОМ.

Схему керування портом уведення-виведення реалізована на мікросхемах DD1, DD2, DD3, DD5. Це мікросхеми 555 серії : DD1 - К555ЛН1; DD2 - К555ЛН1; DD3 - К555ЛА3; DD5 - К555ЛА2.

Електрична принципова схема блоку спряження з ПЕОМ наведена у графічній частині дипломного проекту.

5. Електричні розрахунки

5.1 Розрахунок компаратора напруг

Компаратор напруг реалізовано на мікросхемі К521СА3, яка має вихід з відкритим колектором, що обумовлює використання зовнішнього опору навантаження. Його електричну принципову схему наведено на рисунку 5.1.

Рисунок 5.1 - Компаратор напруг

При використанні однополярного живлення +5 В та для отримання на виході сигналів ТТЛ рівня при роботі на високоомне навантаження, необхідно використати резистор опором 1 кОм [11]. Обираємо резистор С2-23 - 1 кОм.

Елементи R₇ C₃ є елементами фільтру за джерелом живлення. Стандартні значення цих елементів R₇ = 100 Ом, C₃ 1 мкФ. Обираємо резистор С2-23 - 100 Ом та конденсатор К-42-П-5-1 мкФ.

Для встановлення значення опорної напруги обираємо резистор СП5 - 10 кОм.

Резистори R₈ та R₁₀ служать для узгодження вхідних опорів попереднього пристрою з послідуючим. Обираємо С2-23 - 100 кОм.

5.2 Електричний розрахунок генератора прямокутних імпульсів, що запускає АЦП

Схема електрична принципова генератора прямокутних імпульсів з кварцевою стабілізацією частоти наведена на рисунку 5.2.

Рисунок 5.2 - Схема електрична принципова генератора прямокутних імпульсів з кварцевою стабілізацією частоти

У відповідності з [12], для того, щоб вивести в лінійний режим логічні елементи К555ЛН1 необхідно використати резистори опором 500 Ом. Тому обираємо резистори R₁ та R₂ С2-23 - 520 Ом.

Для того, забезпечити стійку роботу пристрою, щоб АЦП міг перетворити миттєве значення напруги не раніш ніж зявиться наступний імпульс його запуску, необхідно частоту генератору вибрати на порядок менше ніж частота дискретизації АЦП. Тому обираємо кварцевий резонатор РК86 - 100 кГц.

5.3 Електричний розрахунок лінійних фотоприймачів

Схему електричну принципову лінійного фотоприймача на основі пари фото діод - операційний підсилювач наведено на рисунку 5.3.

Рисунок 5.3 - Схема електрична принципова лінійного фотоприймача на основі пари фотодіод - операційний підсилювач

Розрахуємо номінали елементів лінійних фотоприймачів. Для обох фотоприймачів використовується одне і те саме джерело світла, яке має конденсорну лінзу, що дозволяє забезпечити рівномірний світловий потік по всій освітлюємій поверхні.

При настройці тахометричного перетворювача шляхом регулювання сили світла підбирається необхідний рівень вихідної напруги фотоприймача. Він повинен дорівнювати 5 В, тому як на такий вхідний сигнал розрахований аналого-цифровий перетворювач AD1671, який використовується у розробляємому пристрої.

Номінальний фотострум фотодіоду ФД-24К дорівнює 100 мкА.

Обчислюємо опір резистора R₃ (див. графічну частину):

50 кОм (5.1)

Обираємо резистор С2-23 - 52 кОм.

Задаємось вихідною напругою лінійного фотоприймача, що виконує функції детектору заднього фронту U=5В. Номінальний фотострум фотодіоду дорівнює 50 мкА. Знаходимо опір резистора R₅:

100 кОм (5.2)

Обираємо резистор С2-23 - 100 кОм.

В якості балансировочних резисторів обираємо резистори СП-5 - 150 кОм у відповідності з рекомендаціями [19].

6/ Розробка схеми програми роботи компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом та програмного забезпечення

6.1 Розробка схеми програми роботи пристрою

Розробку алгоритмічного та програмного забезпечення при вирішенні подібного типу задач вже можна починати при завершенні розробки функціональних схем апаратної частини.

Якщо задача на розробку поставлена, то для отримання алгоритму роботи пристрою необхідно виконати ряд послідовних дій [16]:

- детальний опис задачі;

- аналіз задачі;

- інженерну інтерпретацію задачі;

- розробку загального алгоритму функціонування;

- розробку деталізованих алгоритмів;

- розподілення робочих регістрів та памяті ЕОМ;

Після ввімкнення живлення відбувається початкова ініціалізація системи, тобто автоматичне скидання порту та обнулення його внутрішніх регістрів.

Після цього в порт записується керуюче слово, за яким імпульси з виходу генератора з кварцевою стабілізацією поступають на вхід запуску аналого-цифрового перетворювача. Після появи першого імпульсу формується запит на переривання, після чого проводиться очікування сигналу готовності АЦП.Після появи сигналу готовності АЦП перший байт його вихідного коду записується до порту. З порту він зчитується та записується в ОЗУ. Лічильник числа зчитувань з АЦП збільшується на одиницю. Після цього до ОЗУ заноситься другий байт даних.

Після цього обчислюється поточне значення часу за формулою:

, (6.1)

де - оптимальний період сигналу тактового генератора.

Далі перевіряється, чи не перша це вибірка. Якщо перша, то здійснюється перехід на початок програми та зчитується друге слово з АЦП. Якщо вибірка не перша - обчислюється кутова швидкість за виразом:

(6.2)

Значення кутової швидкості, кута повороту, поточного часу записується до файлу чи виводиться на екран монітору, а програма перевіряє, чи нема сигналу кінця вимірювань. Якщо його нема, здійснюється перехід на початок програми. Момент інерції роторної системи є одним з найважливіших її параметрів, що необхідно контролювати під час будь-яких випробувань. При наявності вимірювальної інформації про момент інерції та швидкісну діаграму обєкту контролю можливе визначення динамічного моменту та моменту опору на валу. Визначення моменту інерції традиційними методами є складним та трудомістким процесом. Непряме визначення моменту інерції через вимірювання амплітуди крутильних коливань дає змогу автоматизувати його. Розглянемо рисунок 6.1, на якому наведено залежності кута повороту від часу при постійному значенні кутової швидкості та відсутності крутильних коливань та при наявності крутильних коливань . Залежність кута повороту від часу в усталеному режимі роботи обєкту контролю можна записати:

, (6.3)

де - середнє значення кутової швидкості,

Рисунок 6.1 - До визначення моменту інерції ротора синхронної гістерезисної електричної машини з газомагнітним підвісом

Значення тангенсу кута нахилу прямої , який дорівнює середньому значенню кутової швидкості, визначається шляхом багаторазових визначень миттєвого значення кута повороту та послідуючого знаходження середньоарифметичного значення похідної сигналу при роботі обєкту в усталеному режимі. Середнє значення кутової швидкості визначається виразом:

, (6.4)

де n - кількість визначених значень кутової швидкості; Т_В - крок дискретизації.

Складова виразу (6.2) має коливальний характер та залежить від наступних причин [40]:

- змінні електромагнітні сили в обєкті контролю;

- несинусоїдальності розподілу магнітної індукції вздовж зазору;

- нерівномірності магнітної провідності вздовж осей;

- змінні механічні сили в обєкті контролю;

- дисбаланс ротору, що приводить до виникнення змінних динамічних сил;

- зміна температури;

- місцеві деформації та гальмівні моменти;

- зовнішні фактори, що впливають на ступінь нерівномірності обертання ротора;

- коливання напруги живлення та значення навантаження;

- несиносоїдальність напруги живлення, нестабільність її частоти;

Для ЕМ з газомагнітним підвісом конічного ротору, домінуючою причиною, що обумовлює виникнення крутильних коливань є дисбаланс ротора. У цьому випадку, при умові знехтування іншими причинами виникають крутильні коливання:

, (6.5)

Величина , яка дорівнює різниці між значеннями кута повороту з урахуванням крутильних коливань та без їх урахування, визначається виразом:

. (6.6)

Для знаходження амплітуди крутильних коливань доцільно скористатись сплайн-інтерполяцією з послідуючим знаходженням середнього значення максимумів та мінімумів інтерполяційного сплайну.

Позначимо інтерполяційний сплайн через . Тоді амплітуда крутильних коливань визначається як середнє арифметичне модулів максимумів та мінімумів інтерполяційного сплайну:

, (6.7)

де К_MAX, К_MIN - кількість максимумів та мінімумів інтерполяційного сплайну. Завдання знаходження максимумів та мінімумів інтерполяційного сплайну легко розвязується відомими методами. Момент інерції визначається за виразом:

(6.8).

Схему програми, що відповідає вище описаному алгоритму, наведено у графічній частині дипломного проекту.

6.2 Розробка програмного забезпечення

Розроблене програмне забезпечення, під управлінням якого працює пристрій контролю середнього значення кутової швидкості, дозволяє реалізувати наступні режими роботи апаратних засобів : режим роботи за допомогою системи меню; графічне і табличне представлення результатів динамічного вимірювання кутової швидкості, кута повороту; безперервний контроль кутової швидкості; Ядром програмного забезпечення є основна програма, процедури апроксимації сплайнами, процедура диференціювання апроксимуючої функції, програмна підтримка процесів накопичення і представлення результатів вимірювання та контролю. Завдяки наявності системи меню, можливо вибрати один з двох режимів роботи: режим вимірювання швидкісних діаграм; режим вимірювання та контролю середнього значення кутової швидкості. Кожному з цих режимів відповідає своя підпрограма. Лістинг фрагменту програми, яка написана на алгоритмічній мові Turbo Pascsl 7.0, у відповідності зі схемою програми, наведений у додатку.

7. Розрахунок похибок вимірювання компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом

7.1 Розрахунок похибок вимірювання моменту інерції

Похибка вимірювання моменту інерції складається з похибок вимірювання параметрів, що входять до виразу (6.8).

Складовими похибки вимірювання моменту інерції ротору є :

- похибка вимірювання маси ротору;

- похибка вимірювання радіального зміщення ротору;

- похибка вимірювання амплітуди крутильних коливань.

Похибка вимірювання моменту інерції є функцією вище названих випадкових величин. Маса ротору є його паспортною величиною і як правило відома з високою точністю, тому можна вважати, що похибка вимірювання маси ротору не впливає на результат вимірювання його моменту інерції. Похибка вимірювання радіального зміщення ротору за методикою, що розглянуто у [12], складається з похибки вимірювання ексцентриситету маси, власної резонансної частоти системи, похибки вимірювання кутової швидкості, похибки, що обумовлена наближеністю розрахункового виразу, похибки, що обумовлена вібраціями та багатьох інших, серед яких важко виділити домінуючу складову. Це дає змогу вважати, що ця похибка розподілена за нормальним законом.

Похибка вимірювання амплітуди крутильних коливань складається з похибки квантування, похибки інтерполяції, похибки, що обумовлена випадковими завадами та неточністю виготовлення модулятору та діафрагми та інше.

При багаторазових вимірюваннях з послідуючим усередненням цю похибку можна значно зменшити [13]. Припустимо, що вона настільки мала у порівняні з похибкою вимірювання радіального зміщення ротору, що нею можна знехтувати.

Позначимо через абсолютну похибку вимірювання радіального зміщення ротора. Вираз (6.8) можна записати як:

, (7.1)

де - абсолютна похибка вимірювання моменту інерції ротору. Після нескладних перетворень отримуємо:

. (7.2)

Квадрат абсолютної похибки вимірювання радіального зміщення ротору є малою величиною другого порядку малості, тобто . Це дає змогу записати приблизний вираз для абсолютної похибки вимірювання моменту інерції ротора:

. (7.3)

З робіт [14, 15], витікає, що відносна похибка вимірювання радіального зміщення ротора не перевищує 5%, тобто можна записати:

, (7.4)

де - максимальне значення похибки вимірювання радіального зміщення. Після нескладних перетворень отримуємо:

, (7.5)

де - максимальне значення абсолютної похибки вимірювання моменту інерції.

З виразу (7.5 ) випливає, що абсолютна похибка вимірювання моменту інерції не перевищує 10 %. Так як прийнято, що похибка має нормальний закон розподілу, такий самий закон розподілу має і похибка вимірювання моменту інерції. Він описується виразом:

, (7.6)

де - середньоквадратичне відхилення абсолютної похибки вимірювання моменту інерції.

7.2 Розрахунок похибки вимірювання кутової швидкості

Для визначення кутової швидкості необхідно диференціювати вихідний сигнал ТП. В загальному випадку результуюча похибка дискретного вимірювання кутової швидкості має наступні складові [16]: методична похибка; похибка інтерполяції; похибка, що обумовлена похибкою одного відліку АЦП; похибка, що обумовлена випадковими завадами та неточністю виконання модулятору та діафрагми.

Методична похибка дискретного вимірювання кутової швидкості в момент t_i визначається виразом:

, (7.7)

де - час між відліками вихідного сигналу ТП;

- значення кута повороту в моменти часу та .

У випадку, коли кутове прискорення дорівнює нулю (кутова швидкість постійна), методична похибка відсутня. Для оцінки методичної похибки використаємо методику, що застосовано у [16]. Припустимо, що усі інші похибки, окрім методичної, відсутні. Вважаємо вихідний сигнал ТП гладкою функцією часу, яка у любій точці розкладається у ряд Тейлора. Якщо розкласти біля точки в ряд Тейлора, обмежившись трьома членами ряду, отримуємо:

, (7.8)

де - точка між та . Після нескладних перетворень отримуємо:

. (7.9)

Максимальна оцінка методичної похибки вимірювання кутової швидкості:

, (7.10)

де - максимальне значення другої похідної вихідного сигналу ТП на інтервалі диференціювання, виражене у одиницях кутового прискорення. Значення обумовлене не тільки режимом роботи обєкту контролю, а й імпульсними завадами у вихідному сигналі ТП:

, (7.11)

де - коефіцієнт, який зворотно пропорційний крутизні залежності вихідної напруги ТП від кута повороту.

Цей коефіцієнт дорівнює:

. (7.12)

Провівши аналогічні перетворення, можна довести, що методична похибка на початку інтервалу диференціювання дорівнює методичній похибки на кінці інтервалу. Якщо виникає необхідність подальшої обробки даних, тобто запізнення вимірювальної інформації не важливе, можна визначити методичну похибку із запізненням на . В цьому випадку, у відповідності з [16]:

. (7.13)

Цю оцінку можливо використовувати при обробці даних вимірювання з використанням інтерполяції. Вище наведені розрахунки справедливі тільки для диференціаторів першого типу. Для диференціаторів другого типу, у відповідності з [16], оцінка максимальної методичної похибки має вигляд:

, (7.14)

а для диференціатору третього типу:

. (7.15)

Диференціатори другого та третього типу мають більш високу завадостійкість, ніж диференціатор першого типу. Але вони мають більший інтервал диференціювання. Максимальна оцінка методичної похибки диференціатору першого типу прямо пропорційна максимальному значенню другої похідної вихідної напруги ТП та часу Т_В. Значення другої похідної вихідної напруги в загальному випадку є випадковою величиною, яка залежить від багатьох факторів. На неї впливають кутове прискорення, випадкові завади, резонансні явища, що обумовлені муфтою спряження, співвідношення моментів на валу, прецесія та нутація ротору, неточність виконання прорізів модулятору та діафрагми та інше. У роботі [18] доведено, що якщо виходити з режиму роботи обєкту контролю з максимальними динамічними моментами (максимальне навантаження, максимальна швидкодія), закон розподілу максимального кутового прискорення буде наближатись до дискретного двомодального. У цьому випадку, закон розподілу методичної похибки диференціатору першого типу, має також дискретний двомодальний закон розподілу:

. (7.16)

Середньоквадратичне відхилення методичної похибки:

. (7.17)

Для вимірювання швидкісних діаграм та проведення динамічних вимірювань кутової швидкості необхідно знаходити виміряні значення між точками опитування. Для цього використовують інтерполяцію. При цьому виникає похибка інтерполяції. Оцінки інтерполяції розглянуто у [12]. Так стосовно до диференціатора першого типу похибка східчастої інтерполяції оцінюється виразом:

. (7.18)

При використанні лінійної інтерполяції оцінка похибки має вигляд:

. (7.19)

При використанні інтерполяції кубічними сплайнами, можна використовувати точні або асимптотично точні оцінки похибок сплайн-інтерполяції на класах функцій [13]. Всі вони достатньо складні для використання, тому в даному випадку доречно обмежитись тільки порядковими оцінками похибок. Якщо функція належить класу функцій, неперервних на і, що мають неперервні похідні до k - того порядку (k = 0, 1, 2, 3, 4), то для похибки інтерполяції кубічним сплайном s(t) функції та її похідних дійсні оцінки:

(7.20)

де с - невідємна константа;

. (7.21)

N_s - число відліків. Для функції порядок наближення сплайном s(t) дорівнює , порядок наближення похідної , дорівнює та буде складати малу величину у порівнянні з іншими похибками.

Розглянемо похибку визначення кутової швидкості, що обумовлена похибкою квантування вихідного сигналу ТП. Припустимо, що методична похибка визначення кутової швидкості та похибка визначення кута повороту, що обумовлена неточністю виконання модулятору та діафрагми відсутні. Тоді результат вимірювання можливо записати у вигляді:

, (7.22)

де - виміряне значення кутової швидкості у момент часу ;

, - значення кута повороту у моменти часу та ;

, - похибка вимірювання кута повороту, що обумовлена квантуванням вихідного сигналу ТП, у моменти часу та .

Друга частина виразу (7.22) є похибкою вимірювання кутової швидкості, що виникає внаслідок наявності похибки квантування вихідного сигналу ТП:

. (7.23)

Є очевидним, що закон розподілу похибки вимірювання кутової швидкості, що обумовлена похибкою квантування можна визначити як композицію законів розподілу величин та , які як і похибка квантування мають рівномірний закон розподілу. При умові стаціонарності випадкових процесів, що обумовлюють виникнення цих похибок, їх закони розподілу можна вважати однаковими:

. (7.24)

У відповідності з [19] композиція двох однакових прямокутних законів є трикутний закон (розподіл Сімпсона). Закон розподілу похибки вимірювання кутової швидкості, що обумовлена квантуванням вихідного сигналу ТП [14]:

. (7.25)

Середньоквадратичне значення цієї похибки:

. (7.26)

Випадкова похибка вимірювання кутової швидкості виникає під впливом випадкових завад та неточності виконання прорізів модулятору та діафрагми. Будемо вважати заваду на вході диференціатору першого типу стаціонарною випадковою функцією. Припустимо, що методична похибка визначення кутової швидкості та похибка квантування відсутні. Тоді результат вимірювання кутової швидкості можливо записати у вигляді:

. (7.27)

Друга частина виразу (7.27) є похибкою вимірювання кутової швидкості, що виникає внаслідок наявності похибки квантування вихідного сигналу ТП:

. (7.28)

Визначимо закон розподілу похибки вимірювання кутової швидкості, що обумовлена неточністю виконання модулятору та випадковими завадами. Цей закон можна визначити як композицію законів розподілу випадкових величин та , які мають нормальний закон розподілу. При умові стаціонарності випадкових процесів, що обумовлюють виникнення цих похибок, їх закони розподілу можна вважати однаковими:

. (7.29)

У відповідності з [10] композиція двох однакових нормальних законів є також нормальним законом, який визначається виразом:

. (7.30)

В силу властивостей стаціонарності [15], середньоквадратичне значення похибки вимірювання кутової швидкості, що обумовлена випадковими завадами та неточністю виконання модулятору та діафрагми:

. (7.31)

Середньоквадратичне відхилення загальної похибки вимірювання кутової швидкості знаходиться з виразу:

. (7.32)

Графік відносного середньоквадратичного значення похибки вимірювання кутової швидкості при різних значеннях , без урахування складової, що обумовлена неточністю виконання прорізів модулятору та діафрагми, при рад/с², n=12 наведено на рисунку 7.1.

Рисунок 7.1 - Відносна середньоквадратична похибка вимірювання кутової швидкості.

Функція (7.26) має мінімум за аргументом Т_В, при якому результуюча середньоквадратична похибка вимірювання кутової швидкості мінімальна:

. (7.33)

Враховуючи, що , вираз (7.33) можна записати як:

. (7.34)

У випадку, коли похибкою, що обумовлена завадами та неточністю виконання модулятору та діафрагми можна знехтувати, вираз (7.34) прийме вигляд:

. (7.35)

Залежності від значення максимального кутового прискорення обєкту контролю при різній розрядності АЦП наведено на рисунку 7.2.

Рисунок 7.2 - Оптимальний час диференціювання при різній розрядності АЦП

Мінімальна відносна середньоквадратична похибка вимірювання кутової швидкості при відсутності випадкових завад визначається виразом:

. (7.36)

Графіки залежності цієї похибки від кутової швидкості при різній розрядності АЦП при рад/с наведено на рисунку 7.3. Їх наведено в діапазоні кутових швидкостей, в якому період дискретизації як мінімум у два рази менше за період вихідного сигналу ТП.

Рисунок 7.3 - Мінімальна відносна похибка вимірювання кутової швидкості

З аналізу рисунка 7.3. випливає, що в області низьких кутових швидкостей відносна середньоквадратична похибка вимірювання значно збільшується, що в першу чергу обумовлено похибкою квантування вихідного сигналу ТП.

8. Економічна частина

8.1 Розрахунок витрат на розробку і впровадження компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом

Кошторис витрат на розробку і впровадження нового технічного рішення включає розрахунок таких основних статей:

а) Основна заробітна плата розробників З_о, яка розраховується за формулою [21]:

, (8.1)

Проведемо розрахунок заробітної плати для кожного робітника, що приймає участь в розробці і занесемо отримані дані до таблиці 8.1.

Таблиця 8.1 Основна заробітна плата розробників

б) Витрати на основну заробітну плату робітників З_р, що виготовляють дослідний зразок.

Ці витрати розраховуються на основі норм часу, які необхідні для виконання даної роботи, за формулою:

, (8.2)

С_і визначається за формулою:

, (8.3)

Провівши розрахунки занесемо їх до таблиці 8.2.

Таблиця 8.2 - Витрати на основну заробітну плату робітників

в) Розрахуємо додаткову заробітну плату розробників та робітників, які були задіяні в розробці дослідного зразка. Вона становить 1012% від основної заробітної плати розробників та робітників, тобто 10 12% від ( З_р + З_о ) :

З_д = 0,1 ( З_р + З_о ) = 0,1 ? (199,2 + 715) = 91,42 (грн.).

г) Нарахування на заробітну плату робітників Н_зп розробників, які були задіяні в розробці дослідного зразка [21].

В 2002 році нарахування на заробітну плату Н_зп складали 37,2 40 % від суми основної та додаткової заробітної плати розробників та робітників, тобто З_о + З_р + +З_д.

Н_зп = ( З_о + З_р + З_д ) · 0,375 = (715 + 199,2 + 91,42) · 0,375 = 377,1 (грн.).

д) Розрахуємо амортизацію основного обладнання, яке використовується для розробки, та приміщень.

Амортизаційні відрахування по кожному виду обладнання та приміщенням можуть бути розраховані за формулою:

, (8.4)

Для Т =1 ? 3 місяці.

Розраховуємо амортизаційні відрахування і занесемо отримані дані до таблиці 8.3.

Таблиця 8.3 Амортизація основного обладнання

е) Розрахунок оренди обладнання ( приміщень ), які були використанні в ході розробки пристрою та випробувань.

Оренда кожного виду обладнання (приміщень) розраховується за формулою:

(8.5)

Всі проведені розрахунки заносимо до таблиці 8.4.

Таблиця 8.4 - Оренда обладнання та приміщень

ж) Підрахуємо витрати на матеріали, що були використані на розробку та виготовлення дослідного зразка за допомогою формули:

(8.6)

Проведемо розрахунки і отримані дані занесемо до таблиці 8.5.

Таблиця 8.5 - Витрати на матеріали при розробці пристрою

з) Розрахуємо витрати на комплектуючі К, що були використані при виготовленні дослідного зразка. Вони знаходяться за допомогою формули:

(8.7)

Проведені розрахунки заносимо до таблиці 8.6.

Таблиця 8.6 Витрати на комплектуючі

і) Витрати на силову електроенергію розраховується за формулою [21]:

(8.8)

Отже, при підстановці відомих величин витрати на силову електроенергію будуть такі:

В_е = 0,156 • 0,5 • 528 • 0,5 = 20,58 (грн.)

к) Інші витрати доцільно прийняти як 200 300 % від суми основної заробітної плати розробників, тобто від :

В_і = (З_о + З_р) 2 = (715 + 199,2) · 2 = 1828,4 (грн.).

з) Сума всіх попередніх витрат дає загальні витрати на розробку дослідного зразка В:

В = З_о + З_р + З_д + Н_зп + А + О + М + К + В_е + В_і =

= 715 + 199,2 + 91,42 + 377,1 + 93,75 + 20,8 + 1,84 +

+ 97,9 + 20,58 + 1828,4 = 3331,395 (грн.).

Отже, загальні витрати на розробку дослідного зразка складають 3331,395 (грн.).

8.2 Розрахунок виробничої собівартості компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом

З 1 січня 2001 року відповідно до "Положення бухгалтерського обліку 16 "Витрати" " основною обліковою одиницею є: "Виробнича собівартість". До виробничої собівартості продукції, робіт, послуг включаються:

- прямі матеріальні витрати;

- прямі витрати на оплату плати;

- інші прямі витрати;

- загальновиробничі витрати, які в свою чергу, поділяються на змінні та постійні. Постійні загальновиробничі витрати поділяються, в свою чергу, на розподілені та нерозподілені.

Виробнича собівартість є основною для формування ціни реалізації одиниці продукції. Решта витрат, такі як адміністративні витрати, витрати на збут та інші витрати операційної діяльності в собівартість продукції не включаються.

В звязку з цим, прогнозування виробничої собівартості одиниці продукції передбачає проведення наступних розрахунків, тобто визначення перерахованих нижче статей витрат:

а) Витрати на матеріали М, які розраховуються по кожному виду матеріалів за формулою:

(8.9)

Розрахунки витрат на матеріали представлені в таблиці 8.5 розділу 8.1 і становлять М = 1,84 грн.

б) Витрати на комплектуючі К розраховуються за формулою:

, (8.10)

Розрахунки витрат на комплектуючі представлені в таблиці 8.6 розділу 8.1 і становлять К = 44,88 грн.

в) Витрати на силову електроенергію розраховується за формулою:

(8.11)

і становлять 20,58 грн. (формула 8.11).

г) Витрати на основну заробітну плату робітників З_р, що виготовляють дослідний зразок.

Ці витрати розраховуються на основі норм часу, які необхідні для виконання даної роботи, за формулою [21]:

, (8.12)

С_і визначається за формулою:

, (8.13)

Розрахунки витрат на основну заробітну плату робітників представлені в таблиці 8.2 розділу 8.1 і становлять З_р=199,2 грн.

д) Розрахуємо додаткову заробітну плату розробників та робітників, які були задіяні в розробці дослідного зразка. Вона становить 1012% від основної заробітної плати розробників та робітників, тобто 1012% від З_р :

З_д = 0,1 З_р = 0,1 ? 199,2 = 19,9 (грн.).

е) Нарахування на заробітну плату робітників Н_зп розробників які були задіяні в розробці дослідного зразка.

В 2002 році нарахування на заробітну плату Н_зп складали 37,2 40 % від суми основної та додаткової заробітної плати розробників та робітників, тобто від суми З_р + З_д.

Н_зп = ( З_р + З_д ) · 0,375 =

= ( 199,2 + 19,9 ) · 0,375 = 82,16 (грн.).

ж) Розрахунок загальновиробничих статей витрат. В загальному вигляді можна прийняти, що норматив загальновиробничих витрат складає 170 200 % від основної заробітної плати робітників:

В_зв = З_р · 1,7 = 199,2 · 1,7 = 338,64 (грн.).

з) Сума всіх попередніх статей витрат утворює виробничу собівартість одиниці продукції, яка підлягає продажу, S_в:

S_в = М + К + В_е + З_р + З_д + Н_зп + ЗВ =

= 1,84 + 44,88 + 20,58 + 199,2 + 19,9 + 82,16 + 338,64 =

= 707,2 (грн.).

8.3 Розрахунок ціни реалізації нового технічного рішення

Визначення ціни реалізації обєкта розробки буде здійснюватися на підставі аналізу ступеня конкурентності ринку.

Оскільки ринок конкурентний, то це означає, що виробнику важливо вплинути на ринкову ціну. Тому за ціну реалізації будемо приймати ринкову ціну на відповідні вироби з урахуванням значень конкретних показників якості нової розробки відносно до значень показників продукції конкурентів. При цьому використовуємо формулу:

, (8.14)

де значення W приймаємо в межах 3060, а Р - 20.

Підставивши значення S_В, розраховуємо значення ціни реалізації для нового пристрою:

(грн.).

8.4 Розрахунок чистого прибутку для виробника

Для розрахунку величини чистого прибутку П, який може отримати виробник від реалізації нового пристрою за рік, можна скористатись формулою:

. (8.15)

На даному етапі розробки система розробляється, як експериментальний зразок, але в подальшому планується виробляти 25 ? 80 виробів на рік, тому чистий прибуток за рік буде таким:

=

= 13068,16 (грн.).

Зрозуміло, що отримати такий прибуток можна тільки запустивши даний пристрій в серійне виробництво.

8.5 Розрахунок експлуатаційних витрат для нового пристрою

Оскільки планується, що виріб буде обслуговуватись інженерно - технічним

працівником, то приблизний склад експлуатаційних витрат та порядок їх розрахунку буде наступним:

а) Заробітна плата обслуговуючого персоналу З_обс, яка розраховується за формулами:

З_обс = 12 · М · , (8.16)

Таким чином, заробітна плата обслуговуючого персоналу буде:

З_обс = 12 · 350 · 0,2 = 840 (грн. / рік).

б) Розрахуємо додаткову заробітну плату З_д розробників. Вона становить 10 12 % від основної заробітної плати обслуговуючого персоналу:

З_д = З_обс · 0,1 = 840 · 0,1 = 84 (грн.).

в) Нарахування на заробітну плату Н_зп обслуговуючого персоналу.

У 2002 році нарахування на заробітну плату складали 37,2 40 % від суми основної та додаткової заробітної плати розробників, тобто З_обс + З_д.

В 2002 році ці нарахування складали:

- в Пенсійний фонд - 32%;

- в Фонд соціального страхування на випадок безробіття - 2,9 %;

- в Фонд соціального страхування по тимчасовій втраті працездатності - 2,1 %;

- в Фонд соціального страхування від нещасних випадків на виробництві і професійних захворювань України - від 0,2 % до 13,8 %;

Отже, нарахування на заробітну плату буде таким:

Н_зп = (З_обс + З_д) · 0,375 = (840 + 84) · 0,375 = 346,5 (грн. / рік).

г) Витрати на силову електроенергію розраховуються за формулою:

В_е = В · П · Ф · К_п · , (8.17)

Отже, витрати на силову електроенергію складатимуть:

В_е = 0,156 · 0,5 · 900 · 0,75 · 0,2 = 10,53 (грн. / рік).

д) Амортизаційні відрахування розраховуються за такою формулою:

, (8.18)

Отже, амортизаційні відрахування будуть складати:

(грн./рік)

е) Витрати на ремонт пристрою можна розрахувати за формулою:

(8.19)

Отже, витрати на ремонт будуть такими:

(грн. / рік).

ж) Інші витрати розраховуються як 5 % 10 % від загальної суми усіх попередніх витрат [21]:

І_в = (З_обс + З_д + Н_зп + В_е + А + Р) · 0,05 = 84,67 грн.

з) Сума витрат за всіма попередніми статтями дає величину експлуатаційних витрат для даного пристрою - Е₂.

Е₂ = З_обс + З_д + Н_зп + В_е + А + Р + І_в = 1778,1 грн.

8.6 Розрахунок економічного ефекту на експлуатаційних витратах для споживача

Розрахунок економічного ефекту на експлуатаційних витратах для споживача від експлуатації нового пристрою визначається за формулою:

8.7 Розрахунок економічного ефекту на ціні для споживача від придбання нового пристрою

Розрахунок економічного ефекту на ціні для споживача від придбання нового пристрою проводяться за формулою:

(грн.)

Результат має відємне значення, це означає, що споживач не буде мати економічного ефекту на ціні від придбання нового виробу, але це ще не говорить про неефективність нової розробки. Для цього потрібно розрахувати строк окупності додаткових витрат Т_о на ціні для нового виробу за формулою:

Оскільки Т_о = 1,3 і Т_о < 1 ? 3, то розробка вважається економічно ефективною для споживача.

8.8 Розрахунок терміну окупності витрат

Термін окупності витрат Т_о для виробника визначається за формулою:

. (8.20)

Звичайно, оскільки даний пристрій є дослідним зразком, то планується зробити один зразок для демонстрації. Зрозуміло, що при виробництві одного пристрою затрати на виробництво будуть значно більші ніж прибуток. Тому було розраховано попит продукції для вітчизняного ринку який становить 25 ? 80 пристроїв в рік, тоді термін окупності буде дорівнювати [21]:

З розрахунків видно Т_о < 4 5 років, тому розробка вважається економічно ефективною для виробника.

Отже провівши розрахунок економічної частини було встановлено, що загальні витрати на розробку і впровадження нового пристрою становлять 3331,39 грн. Також було спрогнозовано виробничу собівартість системи. Враховуючи дані розрахунки, а також беручи до уваги ціну конкурентів на подібну продукцію і розглянувши технологічні показники нового пристрою і аналога була встановлена ціна на виріб, яка становить 1103,23 грн. Провівши патентний пошук на виявлення подібних систем і дослідження вітчизняного ринку було встановлено, що схожі пристрої на Україні вже випускаються. Оскільки дану продукцію планується продавати тільки на території України, то було спрогнозовано попит на дану продукцію, він становить 25 пристроїв на рік. При такій реалізації заплановано отримувати 13068,16 грн. прибутку за рік. Також було встановлено, що користувач буде мати позиивнний економічний ефект від використання нової системи. При серійному виробництві термін окупності займає дуже малий термін, що також важливо при теперішньому економічному становищі.

9. Охорона праці

9.1 Характеристика обєкта, що проектується

В даному дипломному проекті розробляється програмний пакет для керування адаптивними системами автоматичного управління. Даний програмний продукт розробляється на ЕОМ i буде використовуватись в машинних залах обчислювальної техніки. Обєкт проектування реалізовується на обчислювальних машинах типу IBM PC з процесором не нижче Intel 486, якi представляють собою зєднання системного блоку, клавіатури та терміналу (монітора), друкуючого пристрою (принтера).

9.2 Погіршення стану здоровя користувачів ЕОМ, які повязані зі стресом

Робота за ВДТ повязана з впливом ряду стресогенних факторів: несприятливі умови та режими праці; зміст праці; здібності та потреби працівника, а також його сподівання; звички, культура організаційних моментів, умови життя, робота транспорту та ін.

Стресові впливи можуть стати причиною виникнення фізіологічних, психологічних змін та трансформації поведінки, розладів здоровя.

Фізіологічні порушення можуть супроводжуватися розладами шлунково-кишкового тракту, мязовим напруженням, змінами функцій серцево-судинної системи, пітливістю, виділенням підвищеного рівня катехоламінів, порушенням менструального циклу та ін [22].

Розлади шлунково-кишкового тракту та інші фізіологічні порушення частіше спостерігалися у користувачів з високою та середньою тривалістю роботи за ВДТ, ніж у членів контрольних груп та користувачів, які працювали за ВДТ менше 50% свого робочого часу.

До психологічних та поведінкових розладів, відзначених у літературі,

належить агресивність, фрустрація, нервозність, роздратування, тривога, нерішучість, пригніченість, занепокоєння, порушення сну, втрата апетиту, швидкий розвиток втоми, запаморочення та ін.

За даними ряду авторів, у користувачів ВДТ виникають психологічні та поведінкові порушення (тривога, роздратування, пригніченість), частота яких. коливається від 14 до 70%. Було встановлено, що повільне отримання відповіді від системи посилювало фрустрацію, роздратування та нетерпіння.

Великий вплив на вираженість цих симптомів має форма оплати праці. Наприклад, відрядна оплата праці сама по собі немає впливу на зміну настрою. Проте у сполученні з більш динамічною роботою вона призводила до посилення темпу роботи користувачів в порівнянні з тими, чия праця оплачується по твердій ставці. В сполученні з тривалим чеканням відповіді системи відрядна оплата праці призводила до посилення фрустрації та роздратованості. Таким чином, відрядна оплата праці у будь-якому випадку викликає підвищене відчуття дефіциту, часу.

Є відомості про існування позитивної кореляції між невдоволенням користувачів ВДТ деякими фізичними параметрами цих пристроїв (яскравість екрана, його висота і кут нахилу, відблиски та мерехтіння, шум) [22].

Для ілюстрації інтенсивності захворюваності осіб, що використовують ВДТ, наведемо дані, одержані в Інституті медицини праці АМН України. Була вивчена захворюваність користувачів ВДТ з різною тривалістю його використання. Розглядалися три групи користувачів: у першу увійшли системні інженери-програмісти (тривалість роботи за ВДТ більше 6 год на день), у другу - інженери-економісти, що займаються експлуатацією створеного програмного забезпечення (тривалість роботи від 4 до 6 год), у третю - математики-постановники завдань, які використовували ВДТ не більше як 2 год на день.

Субєктивні розлади у працюючих з ВДТ найчастіше (96%) проявлялись у вигляді таких симптомів: загальна втома, головний біль, роздратування та втома очей (біль, печія, свербіж, мерехтіння та пелена перед очима наприкінці робочого дня). Відсоток осіб з виявленою передпатологією різних органів та систем наростав у міру збільшення тривалості роботи протягом робочого дня. Дані про захворюваність користувачів ВДТ (з різною тривалістю роботи) та контрольної групи наведено у таблиці 9.1. Так, здорових серед обстежених користувачів ВДТ було у кілька разів менше, ніж у першій групі [22].

Таблиця 9.1 - Рівень захворюваності, %, осіб, тривалість використання ВДТ у яких була різною

Основне місце займали хвороби серцево-судинної системи. Звертає увагу підвищений рівень захворюваності осіб першої і другої груп, які інтенсивніше використовували ВДТ. Аналогічна залежність спостерігається у користувачів, у яких виявлена нейроциркуляторна дистонія з гіпертензивною спрямованістю судинних реакцій.

Друге місце за частотою займали захворювання органів травлення: у першій та другій групах вони становили відповідно 40,0 та 38,6%, у третій -- 29,8%. Частіше за інші форми відзначені хронічні гастрити та холецистити. Причому якої-небудь залежності частоти появи цих захворювань від умов праці обстежених не встановлено.

Необхідно визнати, що працюючі на ЕОМ належать до групи, на яку впливають стресогенні фактори. Тому нерідко нейроциркуляторна дистонія, що розвивається у них, може розглядатися як виробниче зумовлене захворювання. Такі користувачі ВДТ повинні бути на диспансерному обліку.

З метою попередження виражених гіпертензивних станів необхідні раціоналізація трудового процесу (поліпшення умов і режимів праці та відпочинку), проведення виробничої гімнастики та інші оздоровчі заходи. Особливу увагу слід приділити ергономічності робочого місця. Про ефективність таких заходів свідчать результати вітчизняних та закордонних досліджень.

10. Оцінка стійкості роботи компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом в умовах дії іонізуючих та електромагнітних випромінювань

10.1 Дія іонізуючих випромінювань та електромагнітного імпульсу на радіоелектронні системи

Дія радіації на матеріали і деталі апаратури залежить від виду випромінювання, дози радіації, природи випромінюваної речовини та умов навколишнього середовища.

В радіоелектронній апаратурі (РЕА) використовуються елементи, до складу яких входять матеріали: метали, неорганічні матеріали, напівпровідники та різні органічні сполуки (діелектрики, смоли та ін.). Серед цих матеріалів метали найбільш чутливі до радіації, оскільки їм властива висока концентрація вільних носіїв [24].

В радіоелектронній апаратурі радіація викликає оборотні і необоротні процеси, внаслідок яких можуть бути порушення роботи елементів схеми, що приведе до пошкодження апаратури.

Якщо потік гамма-опромінення проходить через елементи РЕА, то в них виникають вільні носії електричних зарядів, внаслідок переміщення яких виникає хибний імпульс, який може призвести до включення пристрою.

Найбільш чутливі до дії радіації напівпровідники, оптичні прилади і фотоматеріали.

В елементній базі РЕА внаслідок дії іонізуючого випромінювання можлива зміна майже всіх електричних та експлуатаційних характеристик, залежних від проходження процесів іонізації і порушення структури матеріалів.

Практика експлуатації РЕА в умовах дії радіоактивних випромінювань дає можливість зробити висновки:

а) РЕА може раптово втратити працездатність при критичних рівнях радіації;

б) в елементах схем РЕА можуть початись оборотні і необоротні процеси через деякий час після випадання радіоактивних опадів при рівнях радіації значно

нижчих критичних, тобто [23]

. (10.1)

Для інженерної практики найбільший інтерес має перший випадок, тобто оцінка стійкості роботи РЕА при знаходженні її на зараженій радіоактивними речовинами місцевості тривалістю однієї години після випадання радіоактивних речовин на даній місцевості.

Одним із вражаючих факторів також є електромагнітний імпульс (ЕМІ) - потужний короткий імпульс, що вражає головним чином електронну апаратуру. Виникає ЕМІ в основному в результаті взаємодії гамма-випромінення, що утворюються під час вибуху, з атомами навколишнього середовища.

Основні параметри ЕМІ, що визначають вражаючу дію, є характер зміни напруженості електричного та магнітного полів в часі - форма імпульсу і максимальна напруженість поля - амплітуда імпульсу.

Діапазон частот електромагнітних імпульсів (ЕМІ) до 100 МГц, але в основному його енергія розподілена біля середньої частоти (10 - 15 кГц).

10.2 Оцінка стійкості роботи компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом в умовах дії іонізуючих випромінювань

Приведемо перелік основних елементів, від яких залежить робота компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом та визначимо з довідника експозиційні дози Д_і, при яких в елементах можуть виникнути зворотні зміни. Дані занесемо до таблиці 10.1.

Таблиця 10.1 - Максимально допустимі експозиційні дози РЕА

Проаналізувавши дані, визначається межа стійкості Д_гр, яка дорівнює мінімальному значенню експозиційної дози Д_і роботи РЕА:

Д_гр=10⁴ (Р).

Визначаємо можливу дозу опромінення Д_м за формулою:

, (10.2)

де: р_1max - максимальне значення рівня радіації;

К_посл - коефіцієнт послаблення радіації;

t_n - час початку опромінення;

t_k - час кінця опромінення.

Відомо, що максимальне значення рівня радіації р_1max, яке очікується на обєкті дорівнює 4 (Р / год), коефіцієнт послаблення радіації К_посл = 7, час початку опромінення t_n = 1 (год), а кінцевий час спрацювання мікросхеми на відмову приймаємо рівним 10 років, або 87600 годинам. Отже, при таких умовах можлива доза опромінення буде дорівнювати:

.

Допустимий час роботи РЕА в заданих умовах можна визначити за допомогою виразу [23]:

. (10.3)

Оскільки всі значення відомі, то допустимий час роботи РЕА буде таким:

Провівши розрахунки можна зробити висновок, що в умовах дії іонізуючих випромінювань компютеризована вимірювальна система параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом буде стійкою до радіації, тому що граничне значення експозиційної дози 10⁴ (Р) більше за можливе значення 0,34 · 10³ (Р):

Д_гр > Д_м. (10.4)

Отже, проводити заходи щодо підвищення стійкості роботи компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з

газомагнітним підвісом непотрібно, тому що система стійка до іонізуючих випромінювань.

10.3 Оцінка стійкості роботи компютеризованої вимірювальної системи параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом в умовах дії електромагнітного імпульсу

За критерій стійкості роботи радіоелектронних систем або окремих їх блоків в умовах дії електромагнітного імпульсу можна прийняти коефіцієнт безпеки [23]:

,

де: U_д - допустиме відхилення напруги живлення;

U_в(г) - напруга наведена за рахунок дії електромагнітного імпульсу у вертикальних (горизонтальних) струмопровідних частинах.

Визначимо горизонтальну складову напруженості електромагнітного поля при дії вертикальної складової напруженості електромагнітного поля, яка дорівнює 12 (кВ / м) за формулою:

.

Компютеризовану вимірювальну систему параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом можна розділити на такі дільниці: блок перетворення, блок передачі.

Визначимо максимальну довжину вертикальної l_в та горизонтальної l_г струмопровідної частини для кожного блоку. Отже:

для блоку перетворення l_г = 0,008 (м), а l_в = 0,015 (м);

для блоку передачі l_г = 0,0265 (м), а l_в = 0,022 (м);

Визначимо необхідні параметри у струмопровідних частинах для 2-х блоків компютеризованої системи та отримані дані занесемо до таблиці 6.

Для блоку перетворення:

U_в = Е_г · l_в =12 · 0,015 = 0,18 (В),

U_г = Е_в · l_г = 12000 · 0,008 = 96 (В).

Для блоку передачі:

U_в = Е_г · l_в = 12 · 0,022 = 0,264 (В),

U_г = Е_в · l_г = 12000 · 0,0265 = 318 (В).

Визначимо допустиме коливання напруги живлення за формулою [24]:

, (10.5)

де: U_ж - напруга живлення;

N - допустимі відхилення.

Оскільки вся система живиться від напруги 220(В) з допустимим відхиленням N = 10 %, то допустиме коливання напруги живлення буде таким:

(В).

Визначимо коефіцієнти безпеки для кожного блоку окремо за формулами:

, (10.6)

. (10.7)

Визначимо коефіцієнти безпеки для кожної дільниці.

Для блоку перетворення:

,

.

Для блоку передачі:

,

.

Якщо 40 (дБ) і 40 (дБ), то система стійка в роботі. А якщо < 40 (дБ) і < 40 (дБ), або < 40 (дБ), а 40 (дБ), то система не стійка в роботі при цих умовах. А в стовпчику "Примітка" запишемо - стійкий, чи нестійкий відповідний блок.

Таблиця 10.2 - Результати розрахунків коефіцієнтів безпеки

Провівши розрахунки відмітимо, що компютеризована вимірювальна система параметрів електричних машин з газомагнітним підвісом в умовах дії електромагнітного імпульсу буде не стійкою, тому що значення коефіцієнта безпеки менше за допустимий рівень 40 (дБ). Отже необхідно розробляти заходи щодо підвищення стійкості системи. Найбільш ефективним заходом є екранування системи або її елементів.

Проведемо розрахунок екранування. Визначимо перехідне гасіння енергії електричного поля стальним екраном (А, дБ) за допомогою формули [23]:

, (10.8)

де А_ст - перехідне гасіння для стального екрану, дБ;

t - товщина стінки екрана, м;

f - 15000 Гц.

Товщину екрану визначаємо за формулою:

, (10.9)

де k - коефіцієнт, що залежить від виду екрану (мідний, алюмінієвий, стальний);

А_екр - затухання в екрані і визначається як:

. (10.10)

Проводимо розрахунки, при цьому К_б приймемо 45 дБ для того, щоб виконувалась умова (10.8), і отримані дані заносимо до таблиці 10.3.

При наступному розрахунку вертикальна (горизонтальна) складова напруженості електричного поля на виході екрана Е_ві визначається за допомогою виразу: