26

Тольяттинский политехнический институт

Кафедра «Промышленная Электроника»

Пояснительная записка

к курсовому проекту

«Последовательный автономный резонансный инвертор с обратными диодами»

Группа: Э-405

Студент: Козенков Д. А.

Руководитель: Сёмочкина Н.Б.

г. Тольятти 1998 г.

Содержание

1. Выбор схемы инвертора, описание принципа действия.

2. Расчёт АИР для промежуточного режима.

3. Расчёт АИР для «холодного» и «горячего» режимов.

4. Расчёт режима стабилизации напряжения на нагрузке.

5. Расчёт режима стабилизации мощности.

6. Выбор элементов схемы.

7. Расчёт дросселя.

8. Расчёт согласующего трансформатора.

Заключение.

Список литературы.

Введение

Автономные инверторы - устройства, преобразующие постоянный ток в переменный с неизменной или регулируемой частотой и работающие на автономную (не связанную с сетью переменного тока) нагрузку. В качестве нагрузки автономного инвертора может выступать как единичный потребитель, так и разветвлённая сеть потребителей.

Основой автономного инвертора является вентильное переключающее устройство, которое может выполняться по однофазным и трёхфазным схемам (с нулевым выводом или мостовым), где ключами служат транзисторы и одно- или двухоперационные тиристоры. При использовании однооперационных тиристоров схему дополняют элементами, предназначенными для коммутации тиристоров. Одним из главных является конденсатор. Конденсаторы могут применяться для формирования кривой выходного напряжения инвертора и определять характер процессов, протекающих в схеме. В связи с этим схемы автономных инверторов подразделяют на автономные инверторы напряжения (АИН), автономные инверторы тока (АИТ) и автономные резонансные инверторы (АИР).

В АИР конденсатор можно включать последовательно с нагрузкой или параллельно ей. Характер протекающих процессов в главных цепях ключевой схемы обуславливается колебательным процессом перезаряда конденсатора в цепи с источником питания и индуктивностью, специально введённой или имеющейся в составе нагрузки, в связи с чем ток в цепи нагрузки приближается по форме к синусоиде. АИР обычно выполняют на однооперационных тиристорах. Помимо формирования кривой тока (напряжения) нагрузки конденсаторы здесь осуществляют операцию запирания тиристоров.

В автономных резонансных инверторах (АИР) выключение вентилей осуществляется из-за колебательного характера тока, обеспечиваемого последовательным LC_контуром. Нагрузка в АИР включается либо последовательно с LC_контуром, либо параллельно с ним, либо параллельно одному из реактивных элементов.

АИР применяют на частотах свыше 1-2 кГц в электротермических и ультразвуковых установках, а также в качестве источников питания для высокоскоростных электродвигателей. Скорость нарастания тока в таких инверторах относительно небольшая, что облегчает условия работы вентилей.

По своим свойствам АИР в зависимости от соотношения параметров и схемы могут быть близки либо к инверторам тока, либо к инверторам напряжения. В первом случае источник питания обладает высоким сопротивлением для переменной составляющей входного тока (источник тока), а во втором - малым сопротивлением (источник напряжения). АИР с питанием от источников тока называются инверторами с закрытым входом, а питающиеся от источников напряжения - с открытым входом.

Резонансным инверторам свойственен недостаток, заключающийся в том, что напряжения на элементах схемы могут в несколько раз превышать напряжение питания. Одним из способов ограничения напряжения на элементах АИР является включение обратных или встречных диодов, с помощью которых накопленная на этапе проводимости тиристоров в конденсаторе энергия возвращается в источник питания или другой накопитель энергии.

1. Выбор схемы инвертора, описание принципа действия

Рассмотрим для начала возможные варианты построения схем АИР без обратных диодов. В последовательном автономном резонансном инверторе (АИР) нагрузка включается последовательно с коммутирующим конденсатором. Параметры коммутирующего контура выбираются так, чтобы обеспечить колебательный характер анодного тока тиристоров. Питание схем АИР (Рис. 1-3) осуществляется от источника ЭДС, имеющего малое внутреннее сопротивление, поэтому параллельно входным зажимам должен быть подключен емкостной фильтр. Во всех схемах тиристоры с нечётными и чётными номерами отпираются поочерёдно.

Схема АИР, приведённая на рисунке 1, обеспечивает работу даже при незначительном превышении частоты управления над собственной частотой резонансного контура, чего не позволяют схемы, изображённые на Рис. 2 и Рис. 3. При значительном расхождении частот не обеспечивается нормальный процесс коммутации, и работа АИР становится невозможной. Эта схема так же обеспечивает защиту тиристоров от высокой скорости нарастания тока (di/dt) при коротком замыкании (КЗ) в нагрузке и при “опрокидывании” инвертора. Схема на Рис. 2 защищает тиристоры от высокой di/dt при КЗ в нагрузке и при “опрокидывании” инвертора, но не обеспечивает нормального процесса коммутации при превышении частоты управления над собственной частотой резонансного контура ₀. Схема на Рис. 3 защищает тиристоры только от высокой di/dt при КЗ в нагрузке. Эта схема является простейшей и не требует изготовления металлоёмких дросселей для создания достаточных магнитных связей между его обмотками, что упрощает конструкцию и снижает общую массу готового преобразователя.

Особенности работы схем АИР позволяют свести их к одной эквивалентной схеме замещения (Рис. 4).

Выбор схемы АИР, построенной с использованием обратных диодов в цепях управляемых тиристоров (Рис. 5), обусловлен рядом достоинств подобного схемотехнического решения. Улучшение характеристик схемы особенно заметно в области высоких частот. Так как в схеме АИР без обратных диодов с увеличением частоты относительная продолжительность токовых пауз возрастает, они начинают занимать значительную часть периода, происходит снижение мощности, отдаваемой в нагрузку, и значительное искажение формы кривой тока нагрузки. Наличие обратных диодов позволяет это компенсировать, также устраняются перегрузки по напряжению на тиристорах, однако обратное напряжение, появляющееся на тиристоре в течение времени его выключения, равно только падению напряжения на диоде, включенном встречно - параллельно с ним, поэтому возникает необходимость использования тиристоров с достаточно малым временем восстановления запирающих свойств.

В АИР можно выделить два основных рабочих режима: прерывистого тока нагрузки и непрерывного тока нагрузки. Для режима прерывистого тока характерно соотношение частот ₀>2, где ₀=2/Т₀ - собственная резонансная частота выходной цепи, =2/Т - выходная частота инвертора, Т - период выходной частоты инвертора. Режиму непрерывного тока соответствует соотношение собственной резонансной частоты и частоты следования управляющих импульсов, при котором ₀<2. Из-за близкой к синусоиде форме кривой тока нагрузки, а также лучшего использования тиристоров по току режим непрерывного тока нагрузки находит большее применение на практике. Уяснить особенности процессов в инверторе позволит рассмотрение временных диаграмм в режиме непрерывного тока нагрузки (Рис. 6). В исходный момент конденсатор Ск имел полярность, указанную на Рис. 5 в скобках.

Автономный резонансный инвертор, позволяющий работать на повышенной частоте.

Рис. 1

Автономный резонансный инвертор с защитой от высокой di/dt при “опрокидывании” инвертора и КЗ в нагрузке.

Рис. 2

Автономный резонансный инвертор с защитой от высокой di/dt при коротком замыкании.

Рис. 3

Схема замещения АИР.

Рис. 4

Принципиальная схема последовательного АИР с обратными диодами

Рис. 5

Временные диаграммы работы инвертора в режиме непрерывного тока нагрузки.

Рис. 6

В момент времени t₀ отпираются тиристоры VS1 и VS4, и конденсатор Ск перезаряжается на противоположную полярность (на Рис. 5 без скобок). В момент t₁ анодный ток тиристоров VS1 и VS4 становится равным нулю, и тиристоры запираются. Так как в результате колебательного процесса перезаряда конденсатор Ск заряжается до напряжения, превышающего напряжение источника питания, то диоды VD1 и VD4 отпираются, и конденсатор Ск разряжается на источник питания, обеспечивая протекание тока нагрузки в другом направлении. В момент t₂ отпираются тиристоры VS2 и VS3, и ток нагрузки коммутируется на эти тиристоры. Конденсатор Ск перезаряжается исходной полярностью. После запирания тиристоров VS2 и VS3 ток нагрузки протекает через диоды VD2 и VD3. Таким образом, когда ток протекает через тиристоры, источник питания отдаёт энергию нагрузке, а на интервалах проводимости диодов часть реактивной энергии возвращается в источник питания.

2. Расчёт АИР для промежуточного режима.

2.1 Расчёт АИР начнём с расчёта реактивных и полных сопротивлений нагрузки, а также коэффициента мощности, в различных вариантах его работы: холодном, промежуточном и горячем. Воспользуемся формулами:

( 2.1 )

( 2.2 )

( 2.3 )

где - круговая частота, f=1500 - заданная выходная частота, Гц;

Результаты вычислений отразили в таблице 1.

Таблица 1

Изменение параметров по ходу нагрева.

2.2 Определяем максимальное выпрямленное напряжение:

( 2.4 )

где Е - заданное напряжение питающей сети, в;

Получаем Udm=513.18 В.

Для получения возможности устранения колебания напряжения на входе инвертора принимаем входное напряжение:

( 2.5 )

Подставив, имеем Ud=436.2 В.

2.3 Минимальный угол запирания тиристоров:

( 2.6 )

где Ти=1/f - период выходной частоты инвертора;

tвп=40 мкС - паспортное значение времени выключения тиристоров.

Получаем 1=0.4901 рад.

2.4 Определяем собственную частоту коммутирующего контура из соотношения:

( 2.7 )

Частота контура равна w0=11167 рад/с.

2.5 Длительность протекания анодного тока:

( 2.8 )

Получаем =2.65 рад.

2.6 Определяем угол включения тиристоров:

( 2.9 )

( 2.10 )

где - угол запирания тиристоров;

Ку=2.8 - коэффициент увеличения.

Получаем =1.3722 рад; =0.8822 рад

2.7 Находим общую индуктивность схемы L, равную сумме индуктивности нагрузки в промежуточном режиме и дополнительной индуктивности Lк.

( 2.11 )

Получаем L=1.2746*10^-5 Гн

2.8 Определяем величину дополнительной индуктивности, включение которой желательно из соображений снижения влияния степени нагрева на общую индуктивность.

( 2.12 )

Получаем Lк=2.7458*10^-6 Гн.

2.9 Вычисляем среднее значение входного тока

( 2.13 )

Получаем Id=57.3127 А.

2.10 Находим коэффициенты N и B, определяющие действующее значение тока и напряжения нагрузки в зависимости от параметров инвертора:

(2.14)

(2.15)

Получаем N=0.2938; B=2.7993.

2.11 Действующие значения тока и напряжения нагрузки:

(2.16)

(2.17)

Получаем Iн1=242.303 А; Uн1=755.095 В.

2.12 Определяем ток нагрузки, исходя из заданной мощности:

(2.18)

Получаем Iн2=1448.97 А. Так как Iн1<Iн2, будем использовать согласующий трансформатор с коэффициентом трансформации:

(2.19)

Из выражения (2.19) получаем Кт=5.98, принимаем Кт=6. Из-за введения трансформатора параметры нагрузки для преобразователя изменились, поэтому проводим их перерасчёт:

( 2.20 )

Результаты пересчёта занесены в таблицу 2.

Таблица 2

Пересчитанные параметры нагрузки

2.13 Определяем ёмкость коммутирующего конденсатора:

( 2.21 )

Получаем Ск=1.7441*10^-5 Ф. Принимаем Ск=20 мкФ.

2.14 Находим средние значения анодного тока тиристоров и диодов:

( 2.22 )

( 2.23 )

Получаем Iaт=73.22 А; Iад=44.57 А.

2.15 Максимальное напряжение на коммутирующем конденсаторе:

( 2.24 )

Получаем Ucm=1963.31 В.

3. Расчёт АИР для «холодного» и «горячего» режимов

Дальнейший расчёт проводится для двух режимов работы преобразователя, характеризуемых свойствами нагрузки: «холодного» и «горячего». Согласно названиям режимов будет проводиться индексация буквенных обозначений в формулах - соответственно буквами «х» и «г».

3.1 Определяем частотный и нагрузочный коэффициенты

( 3.1)

( 3.2 )

Получаем: Fx=0.6873; Fг=0.6233; Dx=0.0679; Dг=0.0543.

3.2 Длительность полупериода протекание анодного тока:

( 3.3 )

( 3.4 )

Получаем: х=2.6 рад; г=2.48 рад.

3.3 Рассчитываем угол включения тиристоров из соотношений:

( 3.5 )

( 3.6 )

Получаем: х=0.8262 рад; г=0.7785рад.

3.4 Угол запирания тиристоров:

( 3.7 )

( 3.8 )

Получаем: х=1.3612 рад; г=1.4384 рад.

3.5 Определяем резонансные частоты:

( 3.9 )

( 3.10 )

Получаем: w0x=11359 рад/с; w0г=11931 рад/с.

3.6 Просчитываем для обоих режимов коэффициенты N и B:

(3.11)

(3.12)

(3.13) (3.14)

Получаем: Nх=0.32; Nг=0.24; Bх=2.74; Bг=2.77.

3.7 Определяем напряжение на первичной обмотке трансформатора:

( 3.15 )

( 3.16 )

Получаем: U1х=853.69 В; U1Г=657.945 В.

3.8 Находим активную мощность в нагрузке:

( 3.17 )

( 3.18 )

Получаем: Pнх=34995 Вт; Pнг=21782 Вт.

3.9 Среднее значение входного тока:

( 3.19 )

( 3.20 )

Получаем: Idx=80.22 A; Idг=49.93 А.

3.10 Рассчитываем средние значения анодных токов тиристоров и диодов для «холодного» и «горячего» режимов:

( 3.21 )

( 3.22 )

( 3.23 )

( 3.24 )

Получили: Iaтх=96.18 А; Iaтг=80.87 А; Iaдх=56.07 А; Iaдг=55.90 А.

3.11 Находим действующие значения первичного тока:

( 3.25 )

( 3.26 )

Получаем I_1х=311.78 А; I_1г=275 А.

3.12 Максимальное напряжение на конденсаторе:

( 3.27 )

( 3.28 )

Получаем: Ucmх=2537.6 В; Ucmг=2279.69 В.

4. Расчёт режима стабилизации напряжения на нагрузке

При расчёте режима стабилизации напряжения на нагрузке изменением частоты за номинальное принимается напряжение на нагрузке для промежуточной стадии нагрева, рассчитанное в п. 2.11 по формуле (2.17 ), т.е. U_нном=U_н1. Расчёт проведём, задавшись рядом частот w, близких к базовой частоте w=2f, согласно приведённой ниже последовательности.

4.1 Рассчитывается длительность протекания анодного тока:

( 4.1 )

( 4.2 )

где w - задаваемая частота для соответствующего из режимов.

w₀ - собственная частота контура для соответствующего из режимов, определённая в п. 3.5.

4.2 Определяется угол включения тиристоров:

( 4.3 )

( 4.4 )

4.3 Определяется угол запирания тиристоров:

( 4.5 )

4.4 Рассчитываются для обоих режимов коэффициенты N и B:

( 4.6 )

( 4.7 )

( 4.8 )

(4.9)

4.5 Определяется напряжение на первичной обмотке трансформатора:

( 4.10 )

( 4.11 )

Результаты расчётов по формулам (4.1) - (4.10) занесены в таблицу 3.

Таблица 3

Результаты расчёта режима стабилизации напряжения на нагрузке.

4.6 По результатам расчёта, на основе таблицы 3, построены графики зависимостей Uн=() и =() (Рис. 7 и Рис. 8). На графике зависимости напряжения от частоты определены частоты _х1 и _г1, при которых соблюдается равенство U_нг=U_нх=U_нном. Они оказались равными: _х1=9178 рад/с и _г1=9731 рад/с. При этом =2f=9425 рад/с.

4.7 Подставляя вместо частоты найденные значения _х1=9178 рад/с и _г1=9731 рад/с в формулы (4.1) - (4.9), определяем для этих частот следующие величины:

длительность протекания анодного тока: х1=2.54 рад; г1=2.56 рад

угол включения тиристоров: х1=0.793 рад; г1=0.829 рад

угол запирания тиристоров: х1=1.396 рад; г1=1.408 рад

коэффициент N: Nх1=0.292; Nг1=0.267

коэффициент B: Bх1=2.734; Bг1=2.776

4.8 Проверяем правильность нахождения частот _х1 и _г1. Для этого, с учётом найденных в п. 4.8 величин, по формулам (4.10) - (4.11) рассчитываем напряжения на нагрузке Uн1. Получаем:

Uн1х=755.2375 В; Uн1г=755.1201 В; Uнном=755.095 В

Таким образом, частоты _х1=9178 рад/с и _г1=9731 рад/с для режима стабилизации напряжения на нагрузке найдены верно.

4.9 Повторяем по найденным параметрам расчёты по пп. 3.8…3.12, с использованием соотношений (3.17) - (3.28). Получаем значения:

активная мощность в нагрузке:Рнх1=27389 Вт; Рнг1=28691 Вт

среднее значение входного тока: Idх1=62.79 А; Idг1=65.77 А

средний анодный ток тиристоров: Iатх1=83.69 А;Iатг1=94.12 А

средний анодный ток диодов: Iадх1=52.296 А; Iадг1=61.23 А

действующее значение первичного тока: I1х1=275.82 А; I1г1=316 А

максимальное напряжение на конденсаторе:Ucmх=2327 В; Ucmг=2507 В

Зависимость напряжения на нагрузке от частоты.

1 - для «холодного» режима;

2 - для «горячего» режима;

3 - номинальное напряжение ( п.2.11 )

Рис. 7

Зависимость величины угла запирания тиристоров от частоты.

1 - для «холодного» режима;

2 - для «горячего» режима;

3 - паспортное значение угла ( п.2.3 )

5. Расчёт режима стабилизации мощности

5.1 Расчёт режима стабилизации мощности на нагрузке изменением частоты проведём, принимая за номинальную заданную в исходных данных мощность Pн=25 кВт. По формулам (4.1) - (4.11) пп. 4.1…4.5 и (3.17) - (3.18) п. 3.8 для каждого из режимов работы преобразователя находим величины:

длительность протекания анодного тока

угол включения тиристоров

угол запирания тиристоров

коэффициент N

коэффициент B

напряжение на нагрузке Uн

мощность на нагрузке Pн

Результаты расчётов отражены в таблице 4.

Таблица 4

Результаты расчёта режима стабилизации мощности на нагрузке.

5.2 По данным таблицы 4 построены графики зависимостей мощности на нагрузке и угла запирания от частоты: Рн=() и =() (Рис. 9 и Рис. 10). По графикам найдены частоты _х2=9083 рад/с и _г2=9582 рад/с, необходимые для обеспечения постоянства мощности на нагрузке.

Зависимость мощности на нагрузке от частоты.

1 - для «холодного» режима;

2 - для «горячего» режима;

3 - номинальная мощность

Рис. 9

Зависимость величины угла запирания тиристоров от частоты.

1 - для «холодного» режима;

2 - для «горячего» режима;

3 - паспортное значение угла

Рис. 10

5.3 Для найденных по графикам частот _х2=9083 рад/с и _г2=9582 рад/с по формулам (4.1) - (4.11) пп. 4.1…4.5 находим следующие величины:

длительность протекания анодного тока: х2=2.51 рад; г2=2.52 рад

угол включения тиристоров: х2=0.778 рад;г2=0.805 рад

угол запирания тиристоров: х2=1.407 рад; г2=1.424 рад

коэффициент N: Nх2=0.282; Nг2=0.253

коэффициент B: Bх2=2.73; Bг2=2.77

напряжение на нагрузке: Uн2х=722 В;Uн2г=705 В

5.4 Проверка правильности определения частот _х2 и _г2 выполнена сравнением номинальной мощности Pн с мощностями на нагрузке для каждого из режимов, вычисленных по формулам (3.17) и (3.18):

Рн=25 кВт; Рн2х=25,06 кВт; Рн2г=25,003 кВт

Таким образом, частоты _х2 и _г2 найдены верно.

5.5 Повторяем по найденным параметрам расчёты по пп. 3.9…3.12, с использованием соотношений (3.19) - (3.28). Получаем значения:

среднее значение входного тока: Idх2=57.45 А; Idг2=57.32 А

средний анодный ток тиристоров: Iатх2=79.63 А; Iатг2=87.22 А

средний анодный ток диодов: Iадх2=50.901 А; Iадг2=58.56 А

действующее значение первичного тока: I1х2=263.84 А; I1г2=294.64 А

максимальное напряжение на конденсаторе:Ucm2х=2257 В; Ucm2г=2390 В

6. Выбор элементов схемы

Результаты проведённых расчётов занесены в таблицу 5, по которой проводился выбор тиристоров, диодов и конденсатора.

Таблица 5

К выбору элементов схемы

На основе табл. 5 и нижеследующих соотношений выбираем [4] тиристор ТБ171-100.

( 6.1 )

где: I _atmax=I_atx=96,19 A - максимальный рассчитанный ток через тиристоры в схеме;

U_d=436.2 В - величина выпрямленного напряжения;

t_{min п.в.}=40 мкс - минимальное значение времени выключения тиристоров в схеме;

w₀=1777.25 Гц - собственная частота коммутирующего контура (п.2.4);

t_вкл=2 мкс - время включения тиристора;

Выбранный тиристор характеризуется следующими основными параметрами:

повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии U_ЗС=600-1100В;

неповторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии 1.1U_ЗС;

максимально допустимый средний ток в открытом состоянии I_max=100A;

время восстановления 3 мкс;

время выключения 30 мкс;

критическая скорость нарастания тока 800 А/мкс;

критическая скорость нарастания напряжения 500 В/мкс;

отпирающее напряжение управления 5 В;

Для данного тиристора выбираем [8] стандартный охладитель О171-180 У2 ТУ 16-729.377-83. Тиристор имеет принудительное воздушное охлаждение, скорость потока воздуха 6 м/. Для улучшения контактного соединения тиристоров с охлаждающим элементом используется смазка типа КПТ-8 по ГОСТ 19783-74. Ввиду необходимости ограничения скорости нарастания напряжения на тиристорах, параллельно им включаем последовательные демпфирующие RC-цепочки, рассчитываемые следующим образом. Определяем среднее значение напряжения на резисторе:

( 6.2 )

где: U_cm - максимальное напряжение на конденсаторе, находится по формуле:

( 6.3 )

- постоянная времени, равная:

; ( 6.4 )

здесь =278 В/мкс.

Получаем U_dR=50,9 В; =1,57 мкс. Принимаем сопротивление R=91 Ом. Тогда мощность рассеиваемая на нём будет равна . Находим величину ёмкости: . Выбираем для демпфирующих цепочек следующие элементы [10]:

резистор типа ПЭВ, номинальной мощностью 50 Вт, сопротивлением 91 Ом10%;

конденсатор типа МБГП-1кВ-20 нФ10%.

На основе табл. 5 и нижеприведённых соотношений выбираем [8] диод ВЧ2-100-8.

( 6.5 )

где:

I _admax=I_adx=61,23 A - максимальный рассчитанный ток через диоды в схеме;

f=1500 Гц - частота.

Основные параметры выбранного диода:

максимально допустимый средний ток в открытом состоянии I_max=100A;

повторяющееся обратное напряжение U_PRM=800 В;

время обратного восстановления 2 мкс.

Для данного диода выбираем [8] стандартный охладитель 0111-120. Диод имеет принудительное воздушное охлаждение, скорость потока воздуха 10 м/с.

В качестве коммутирующего конденсатора выбираем [10] конденсатор типа К75-46 (высоковольтный импульсный конденсатор, предназначенный для формирования мощных импульсов тока на нагрузке). Его напряжение определено из соотношения:

( 6.6 )

где U_сmmax=2538 В - максимальное напряжение на конденсаторе (табл.5).

Таким образом, основные параметры выбираемого конденсатора следующие:

номинальная емкость 20 мкФ;

номинальное напряжение 6 кВ;

Выбираем конденсатор К75-46-20мкФ-6 кВ20%.

Для защиты тиристорных преобразователей мощностью до 1 Мвт нашли широкое применение автоматические выключатели серии А 3700. Этот выключатель целесообразно поставить в схеме на первичной стороне трансформатора.

Выбрали [10] выключатель параметру: уставка по току срабатывания 160 А, номинальное напряжение U_НОМ 660 В.

Тип выключателя А3723Б - трехполюсный, переменного тока. Частота f=50 или 60 Гц.

Номинальное напряжение выключ ателя 660 В.

Номинальный ток выключателя 200 А.

Номинальный ток электромагнитных расцепителей - 125 А.

Номинальный ток тепловых расцепителей - 125 А.

Уставка по току срабатывания тепловых расцепителей - 125 А.

Коммутационная износостойкость 10000 циклов.

Механическая износостойкость 6000 циклов.

Полное время отключения при номинальном токе с момента подачи номинального напряжения на выводы катушки независимого расцепителя не более 40 мс.

7. Расчёт дросселя

7.1 Расчёт дросселя начнём с допущения, что плотность тока, протекающего по нему составляет j=2.5 А/мм² (это вполне обосновано, т.к. охлаждение дросселя будет воздушным). Определяем требуемое сечение провода, исходя из соотношения :

( 7.1 )

где I_н1=242.3 А - действующее значение тока нагрузки.

Подставляя численные значения, получаем S_ПР=96,92 мм²

Согласно таблице 7 [7] определяем сечение жилы и провода. Выбираем провод марки ПСД прямоугольный медный обмоточный. Ширина жилы b=10 мм, толщина а=5 мм. Будем наматывать параллельно два провода, чтобы получить требуемую величину плотности тока в каждом проводе. Так как b>5 мм, то, согласно [3], общая толщина изоляции данного провода равна 0.5 мм. Следовательно, с учётом изоляции размер сечения оного провода составит: b`=10.5 мм, а`=5,5 мм, S=49.1 мм².

Так как используется два параллельных провода, размер сечения эквивалентного провода будет равным: b1=21 мм, a1=11 мм. Наматывать провод будем плашмя.

7.2 Задаемся внутренним диаметром дросселя. Примем его равным d₂=88 мм. Тогда внешний диаметр найдем по формуле:

( 7.2 )

Получаем d₁=0.16 м.

7.3 Длину дросселя принимаем равной внутреннему диаметру: а_К=d₂=100 мм.

7.4 Количество витков в слое найдем по формуле (здесь, и далее для сдвоенного провода):

( 7.3 )

Получаем: w₁=4,19. Округляем количество витков в слое до ближайшего целого числа. Следовательно w₁=5.

7.5 Уточняем длину катушки:

( 7.4 )

Получаем a_к=0.105 м.

7.6 Толщина поперечного сечения обмотки:

( 7.5 )

Получаем r=0.036 м.

7.7 Определяем количество слоев в сечении:

( 7.6 )

Подставляя, находим: w₂=6.545. Округляем количество слоев в сечении до ближайшего верхнего числа и получаем w₂=7.

7.8 Уточняем толщину поперечного слоя обмотки:

( 7.7 )

Получаем r=0.0385 м.

7.9 Уточняем внешний диаметр дросселя:

( 7.8 )

Получаем: d₁=0.165 м

7.10 Средний диаметр катушки дросселя найдем по формуле:

( 7.9 )

Получаем d=0.1265 м

7.11 Общее число витков в катушке:

( 7.10 )

Получаем w=35

7.12 Рассчитываем вспомогательные коэффициенты:

; ( 7.11 )

Получаем =0.83; =0.3043.

На основе [2], с учётом значений найденных коэффициентов, получили: Ф=6.4

7.13 Индуктивность катушки прямоугольного сечения найдем по формуле:

( 7.12 )

где ₀=410^-7 Гн/м - магнитная постоянная.

Подставляя численные значения получаем L=9.9110^-5 Гн. Нам нужна индуктивность величиной Lk=9.88510^-5 Гн. Найденная индуктивность с достаточной точностью соответствует ей, расчёт выполнен верно. Эскиз дросселя приведён на рис.11.

Эскиз дросселя.

26

Рис. 11

8. Расчёт согласующего трансформатора

Использование трансформаторов в автономных инверторах позволяет согласовывать параметры преобразователя и нагрузки, обеспечивать гальваническую развязку вентильной части инвертора и нагрузки.

8.1 Исходные данные для расчёта:

действующее значение тока в первичной обмотке трансформатора I₁=242.3 А (п.2.11 );

действующее значение напряжения на первичной обмотке трансформатора U₁=755 В (п.2.11);

коэффициент трансформации n_Т=6 (п.2.12);

действующее значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора U₂=U₁/n_т, U₂=125.85 В;

коэффициент мощности нагрузки cos _н=0.1366 (п.2.1);

частота напряжения f=1500 Гц (исходные данные).

8.2 Определяем полную мощность трансформатора:

( 8.1 )

Получаем: S=182.96 кВт.

8.3 Выбираем по табл.1 и 2 из [6] магнитопровод, выполненный на основе электротехнической рулонной стали марки Э407 с толщиной листа 0.3 мм, обладающей следующими характеристиками:

удельные потери P_1,7/50=1.26 Вт/кг;

магнитная индукция при напряженности 100 А/м, не менее В₅₀=1.68 Тл.

8.4 Выбираем диаметр стержня магнитопровода, сечение стержня, сечение ярма и коэффициент использования площади круга, число ступеней в сечении стержня магнитопровода по табл. 3,4,5:

диаметр стержня D_c=0.18 м;

сечение стержня П₁=0.02328 м²;

сечение ярма П₂=0.02376 м²;

коэффициент использования площади круга К_и=0.914;

число ступеней n=7.

8.5 Определяем индукцию в магнитопроводе при заданной частоте f:

( 8.2 )

Получаем: В_п=0.2005 Тл.

Расчёт геометрических размеров первичной обмотки трансформатора.

Определяем число витков обмотки:

( 8.3 )

где: К_з=0.96 - коэффициент заполнения сечения магнитопровода сталью (табл.2 [6]);

F_с - активное сечение стержня магнитопровода;

F_c=K_зП₁=0.0223.

Получаем: w₁=25.3026, принимаем w₁=25.

Выбираем медный провод марки ПСД с классом нагревостойкости F, рекомендуемое значение плотности тока для такого провода, согласно табл.6 [6] составляет j=2.5 А/мм².

Определяем сечение провода первичной обмотки:

( 8.4 )

где j₁=j - плотность тока в первичной обмотке;

Получаем: S₁=96.92 мм².

Выбираем по табл.7 [6] сортамента проводов провод сечением 35 мм², имеющий размеры:

без изоляции: a=3.55 мм; b=10 мм;

с изоляцией : a`=4.05 мм; b`=10.5 мм.

Так как рассчитанное сечение провода (п.8.5.3) превышает выбранное сечение, наматывать обмотку будем тремя параллельными проводами выбранного сечения.

8.6 Выбираем цилиндрический многослойный тип обмотки, наматываемой плашмя, для которой рассчитываем её осевой и радиальный размеры.

Осевой размер:

( 8.5 )

где: n_i=3 - число параллельных проводников в осевом направлении;

w_сл=13 - число витков в одном слое обмотке (задаёмся);

b_из=b`=10.5 мм - осевой размер изолированного проводника.

Получаем: h_об=449.82 мм.

Радиальный размер обмотки:

( 8.6 )

где: n_сл=2 - число слоёв обмотки;

а_из=а`=4.05 мм - радиальный размер изолированного проводника;

_сл=1 мм - толщина межслоевой изоляции.

Получаем: а_об=9.3025 мм.

8.7 Геометрические размеры вторичной обмотки трансформатора.

Находим число витков вторичной обмотки:

( 8.7 )

Получаем: w₂=4.1667, принимаем w₂=4.

Для вторичной обмотки выбираем медный провод марки ПСД с классом нагревостойкости F, рекомендуемое значение плотности тока для такого провода, согласно табл.6 [6] составляет j₂=2.5 А/мм².

Определяем сечение провода вторичной обмотки:

( 8.8 )

Получаем: S₂=581.53 мм².

Выбираем по табл.7 [6] сортамента проводов провод сечением 49.5 мм², имеющий размеры:

без изоляции: a=4.5 мм; b=11.2 мм;

с изоляцией : a`=5 мм; b`=11.7 мм.

Так как рассчитанное сечение провода превышает выбранное сечение, наматывать обмотку будем двенадцатью параллельными проводами выбранного сечения.

Выбираем цилиндрический тип обмотки.

Осевой размер:

( 8.9 )

где: n_i=12 - число параллельных проводников в осевом направлении;

w_сл=2 - число витков в одном слое обмотке (задаёмся);

b_из=b`=11.7 мм - осевой размер изолированного проводника.

Получаем: h_об=429.624 мм.

Радиальный размер обмотки:

( 8.10 )

где: n_сл=2 - число слоёв обмотки;

а_из=а`=5 мм - радиальный размер изолированного проводника;

_сл=1 мм - толщина межслоевой изоляции.

Получаем: а_об=11.25 мм.

8.8 Рассчитываем размеры пакетов сечения стержня магнитопровода на половину сечения стержня. Размеры пакетов стержня для числа ступеней 6 и 7 рассчитаны по табл.6 , составленной на основе табл.8 [6] и таблицам, приведённым в [9] (в ней: f_i - ширина пластины, С_i - толщина пластины, - высота сегмента). Форма поперечного сечения повторяет по размерам пакеты сечения стержня. Для улучшения прессовки ярма ярмовыми балками, более равномерного распределения давления по ширине пакетов и уменьшения веера пластин на углах пакетов в ярме объединяются два последних пакета, т.о. ярмо имеет на одну ступень меньше, чем стержень.

Таблица 6

Размеры пакетов в поперечном сечении стержня.

8.9 Минимальное расстояние между осями соседних стержней:

( 8.11 )

где: D_c - диаметр стержня магнитопровода;

а_с1=0.01 м, а_с2=0.01 м - соответственно, расстояние от стержня до обмоток w₁ и w₂ (табл.9 из [6]);

а_об1=9.3 мм, а_об2=11.3 мм - соответственно, радиальные размеры обмоток w₁ и w₂;

а₁₂=0.01 м - расстояние между обмотками w₁ и w₂ (табл.9 из [6]).

Получили: l_с=0.2306 м.

8.10 Рассчитываем высоту стержня:

( 8.12 )

где: h`_я1=15 мм, h``_я1=15 мм - расстояние от обмотки w₁ до нижнего и верхнего ярма, соответственно (табл.9 [6]);

h`_я2=15 мм, h``_я2=15 мм - расстояние от обмотки w₂ до нижнего и верхнего ярма, соответственно (табл.9 [6]);

h_об1=449.8 мм, h_об2=429.6 мм - соответственно, осевые размеры обмоток w₁ и w₂.

Получаем: h_с1=479.8 мм, h_с2=459.6 мм. Принимаем высоту стержня h_с=h_с1=479.8 мм.

8.11 Масса трансформатора.

Масса стержней:

(8.13)

где: n=2 - количество стержней;

F_c=0.0223 м² - активное сечение стержня;

_ст=7800 кг/ м³ - удельный вес стали.

Получаем: G_с=167.29 кг.

Масса ярм:

(8.14)

где: l_я=l_c-D_c=0.0506 м - расстояние между соседними стержнями;

F_я=К_зП₂=0.0228 м - активное сечение ярма.

Получаем: G_я=17.988 кг.

Масса углов магнитопровода:

(8.15)

где h_я=С_я=0.1746 м (здесь C_я - сумма толщины всех пакетов, входящих в поперечное сечение ярма - см. табл.6).

Получили: G_y=60.8728 кг.

Масса магнитопровода:

(8.16)

Получаем: G_M=246.146 кг.

Масса обмотки.

Внутренний диаметр обмотки w₁:

( 8.17 )

Получаем: D`₁=0.2 м.

Внешний диаметр обмотки w₁:

( 8.18 )

Получаем: D``₁=0.2186 м.

Масса металла обмотки:

( 8.19 )

где: _м=8360 кг/ м³ - удельный вес меди;

S`₁ - сечение провода первичной обмотки без изоляции.

Получаем: G₁=14.43 кг.

Масса провода обмотки w₁:

( 8.20 )

где: К_у=0.04 - коэффициент увеличения массы провода за счёт изоляции (табл.10 из [6]).

Получаем: G_об1=15 кг.

Масса обмотки w₂.

Внутренний диаметр обмотки w₂:

( 8.21 )

Получаем: D`₂=0.2 м.

Внешний диаметр обмотки w₂:

( 8.22 )

Получаем: D``₂=0.2225 м.

Масса металла обмотки:

( 8.23 )

где: _м=8360 кг/ м³ - удельный вес меди;

S`₂ - сечение провода первичной обмотки без изоляции.

Получаем: G₂=13.18 кг.

Масса провода обмотки w₂:

( 8.24 )

где: К_у=0.03 - коэффициент увеличения массы провода за счёт изоляции (табл.10 из [6]).

Получаем: G_об2=13.578 кг.

8.12 Рассчитываем массу трансформатора:

( 8.25 )

Получаем: G=274.73 кг.

8.13 Расчёт основных потерь в обмотках:

Основные потери в обмотке w₁:

( 8.26 )

где: К_t=1.97(1+0.004(t-20))=2.719 - коэффициент;

j₁=I₁/S`₁=2.3 А/мм².

Получили: Р`₁=208.9 Вт.

Основные потери во вторичной обмотке:

(8.27)

где: j₂=I₂/S`₂=2.33 А/мм².

Получили: Р`₂=195 Вт.

8.14 Определение добавочных потерь в обмотках от вихревых токов основной частоты.

Добавочные потери в первичной обмотке:

( 8.28 )

где: К_д=7680 - коэффициент добавочных потерь (табл.11 из [6]);

а_пр1=а=3.5 мм - перпендикулярный полю рассеяния линейный размер проводника;

В_э1 - эквивалентная магнитная индукция поля рассеяния, определяемая из выражения:

( 8.29 )

здесь В_m1 - амплитуда осевой составляющей магнитной индукции рассеяния, найденная по выражению:

( 8.30 )

Получили: В_m1=0.024 Тл; В_э1=0.0124 Тл; Р_в1=481.49 Вт.

Добавочные потери во вторичной обмотке:

( 8.31 )

Используя выражения (8.29) и (8.30) для вторичной обмотки нашли: В_м2=0.023 Тл; В_э2=0.0119 Тл; P_в2=649.7 Вт.

8.15 Находим потери холостого хода в магнитопроводе трансформатора.

( 8.32 )

где: К_х=1.47 - коэффициент, учитывающий суммарные добавочные потери в магнитопроводе трансформатора.

Получаем: Р₀=455.9 Вт.

8.16 Общие потери в трансформаторе.

( 8.33 )

Получили: Р=1991.34 Вт.

8.17 Коэффициент полезного действия (КПД) трансформатора:

( 8.34 )

Получили: =0.9891. Найденная величина КПД весьма близка к единице, что говорит о малых потерях в трансформаторе.

Заключение

В настоящем курсовом проекте проводился расчёт схемы автономного резонансного инвертора с обратными диодами, предназначенного для установки индукционного нагрева. Были рассчитаны различные режимы работы инвертора в зависимости от степени нагрева индукционной установки.

Рассмотрение особенностей расчёта трансформаторов с естественным воздушным охлаждением, применяемых в автономных инверторах, работающих на повышенных частотах, для согласования режима работы нагрузки и преобразователя, позволило сделать вывод, что такие параметры, как число фаз, мощность, вид системы охлаждения существенно влияют на подходы к расчёту трансформатора.

Результатом проведённых расчётов явился выбор следующих электронных компонентов инвертора: силовые тиристоры типа ТБ171-160, устанавливаемые на стандартные охладители; обратные диоды ВЧ2-100-8; демпфирующие цепочки в цепи каждого тиристора; определены параметры коммутирующего конденсатора типа К75-46. Специально для данной схемы инвертора был рассчитан дроссель без сердечника с индуктивностью 99,1 мкГн, а также согласующий трансформатор с коэффициентом трансформации равным 6, мощностью 183 кВт, с коэффициентом полезного действия 0,9891 и совокупной массой, без учёта крепёжных элементов, порядка 275 кг.

Список литературы

Забродин Ю.С. Промышленная электроника. - М.: Высшая школа, 1982. - 496 с.

Калантаров П.Л., Цейтлин Л.А. Расчёт индуктивностей: Справочная книга. - 3-е изд., перераб. И доп. Л.: Энергоатомиздат, 1986 г., 488 с.; ил.

Комплектные тиристорные электроприводы: Справочник/ И.Х. Евзеров, А.С. Горобец, Б.С. Мошкович и др.; под ред. канд. техн. наук В.М. Перельмутера. - М.: Энергоатомиздат, 1988. - 319 с., ил.

Мощные полупроводниковые приборы. Тиристоры: Справочник/ В.Я. Замятин, Б.В. Кондратьев, В.М. Петухов, - М.: Радио и связь, 1987 г. - 576 с., ил.

Расчёт автономных резонансных инверторов для индукционного нагрева: Метод. Указания к курсовому проектированию по дисциплине «Автономные преобразователи»/ Сост. В.А. Медведев, - г. Тольятти: ТолПИ, 1992 г.

Расчёт согласующего трансформатора автономного преобразователя: Метод. Указания к курсовому проектированию/ Сост. В.А. Медведев, - г. Тольятти: ТолПИ, 1995 г.

Фишлер Я.Л., Урманов Р.Н., Пестряева Л.М. Трансформаторное оборудование для преобразовательных установок, - М.: Энергоатомиздат, 1989 г., 320 с.

Чебовский О.Г., Моисеев Л.Г., Сахаров Ю.В., Силовые полупроводниковые приборы: Справочник., - М.: Энергоатомиздат, 1975 г., 512 с.

Тихомиров П.М. Расчёт трансформатора. М.: Энергоатомиздат, 1986, 528 с.

Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммутационные устройства РЭА: Справ./ Н.Н. Акимов, Е.П. Ващуков, В.А. Прохоренко, Ю.П. Ходоренок - Мн.: Беларусь, 1994. - 591 с.:ил.

Cхема подключения демпфирующей цепочки к тиристору

Рис. 11