Исследование и разработка методов и технических средств и измерения для формирования статистических высококачественных моделей радиоэлементов

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ

Тема проекта: исследование и разработка методов и технических средств и измерения для формирования статистических высокочастотных моделей радиоэлементов.

Объект разработки: конструкция рабочего места для измерения статических и динамических параметров радиоэлементов.

Объект измерения: двухполюсные радиоэлементы и транзисторы.

Предусмотреть измерение статических и динамических параметров двухполюсников, в том числе и СВЧ диодов; биполярных, полевых канальных и МДП транзисторов; а также аналоговых микросхем. Измерения статических и динамических параметров должны производиться путем реализации способов и устройств по АС СССР №№1084709, 1317370, 1619209, 1580282.

Измерения статических параметров должны производиться с погрешностью не хуже 1% во всем диапазоне тестовых напряжений. Динамические тесты должны производиться с погрешностью не хуже 10% в диапазоне частот до 300 МГц для двухполюсников.

Результаты измерений статических параметров должны быть достаточными для аналитического описания ВАХ измеряемого элемента.

Выполнить конструкторскую проработку электрических схем и

конструкции прибора. Требования к составным частям устройства:

габариты и конструкция блока измерительно-контрольного устройства должны обеспечивать удобство управления и подключения устройств и приборов рабочего места;

измерительные головки должны обеспечивать возможность подключения измеряемых радиоэлементов к измерительно-контрольному устройству;

конструкция измерительных головок должна учитывать особенности ВЧ-монтажа;

погрешность установки напряжения на коллекторе измеряемого транзистора стабилизатором рабочей точки должна быть не хуже 0,1%-

7 Группа эксплуатации: 1 по ГОСТ 16019-78

РЕФЕРАТ

Пояснительная записка 17Q страниц, рисунков, таблиц, S3 источника, 2, приложения.

Двухполюсник, многополюсник, компонентная математическая модель, факторная математическая модель, эквивалентная схема элемента, статический параметр, динамический параметр, измерительно-контрольное устройство (ИКУ), измерительная головка (ИГ).

Объектом разработки является рабочее место для формирования статистических высокочастотных моделей радиоэлементов.

Цель работы - разработка комплекта конструкторской документации, изготовление блока ИКУ и его испытание путем измерения статистических и режимных параметров двухполюсников.

Основные конструктивные, технологические и технико-эксплуа-тационные характеристики блока управления и контроля автоматизированного тестера параметров радиоэлементов: диапазон регулировки напряжения коллектора 0-15 В; точность установки напряжения коллектора ±1%; диапазон регулировки коллекторного тока 1-100 мА; габаритные размеры и масса изделия не лимитируются; срок службы изделия с учётом времени хранения не менее двух лет.

Рекомендации по внедрению - результаты работы будут приняты к внедрению на кафедре РЭУС.

Содержание

Задание на выпускную квалификационную работу

Реферат

Введение

Анализ технического задания

Математические модели радиоэлектронных элементов

Общие положения

Структура элементной базы радиоэлектронных средств

Общие характеристики моделей РК

Модели ДП

Компонентные модели ДП

Факторные модели ДП

2.5 Моде ли МП

Традиционные способы описания параметров МП

Компонентные модели транзисторов

Факторные модели

3 Измерительные устройства

Измерительные задачи

Устройства для измерения двухполюсников

Измерение статических параметров

Y-устройства для измерения ДП

Устройства для измерения МП

Структурная схема рабочего места

Электрические схемы рабочего места

Измерительно-контрольное устройство (ИКУ)

Стабилизатор рабочей точки (СРТ)

Головки измерительные (ИГ)

Обоснование элементной базы

Конструкция ИКУ

4 Расчетная часть

Расчет площади и габаритов платы ИКУ

Расчёт теплового режима блока

Расчёт надёжности блока

5 Экспериментальная часть

Условия эксперимента

Частотные характеристики испытуемых резисторов номиналом

51 Ом

Частотные параметры диода

Корректированная модель полупроводникового диода

6 Организационно-экономическая часть

Организация и планирование опытно-конструкторской разработки рабочего места для измерения двухполюсных и многополюсных радиоэлементов

Технико-экономическое обоснование новой конструкции

Выбор и обоснование товара-конкурента

Анализ технической прогрессивности новой конструкции РЭА

6.2.3 Анализ изменения функциональных возможностей новой РЭА

Анализ соответствия новой конструкции РЭА нормативам

Выводы о технической, функциональной и нормативной конкурентоспособности ноной конструкции РЭА

Образование цены новой конструкции РЭА

Образование цены потребления

Обеспечение уровня качества нового товара

6.3 Выводы по результатам технико-экономического анализа

7 Безопасность и экологичность

7.1 Безопасность жизнедеятельности при работе с ЭВМ

7.1.1 Анализ вредных факторов

Зрительное утомление

Напряженный умственный труд

Электромагнитное излучение

Санитарно-гигиеническое нормирование

Инженерный расчет вентиляции

Требования по электробезопасности

Требования по пожаробезопасности

Первичные средства пожаротушения и план эвакуации из помещения при пожаре

7.7 Экологическая экспертная оценка

8 Оценка устойчивости рабочего места для измерения двухполюсных и многополюсных радиоэлементов к воздействию проникающей радиации и ЭМИ ядерного взрыва

Методика оценки устойчивости РЭА к воздействию ядерного взрыва

Оценка устойчивости рабочего места для измерения параметров радиоэлементов к воздействию ЭМИ ядерного взрыва

Заключение

Список литературы

Приложение А Листинги обработки результатов экспериментов

Приложение Б Спецификации

Введение

Включение электронных вычислительных машин (ЭВМ) в цикл проектирования радиоэлектронной аппаратуры (РЭА) выдвинуло на передний план задачи математического описания радиоэлементов (РЭ), составляющих эти РЭА, так как достоверность машинных расчетов параметров РЭА определяется, в первую очередь, достоверностью описания параметров РЭ. Комплексный характер работ в области моделирования РЭА наиболее полно сформулирован Логаном [1], который связал неудачные попытки использования систем автоматизированного проектирования электронной аппаратуры (САПР РЭА) с системным подходом. Такой подход включает:

разработку математических моделей радиоэлементов;

проверку адекватности путем сравнения результатов, с характеристиками реализованных устройств радиоэлементов САПР РЭА;

определение и описание технологических разбросов;

оценку влияния изменений окружающей среды (температура, влажность, механические воздействия, радиация и т.п.);

исследование эффектов старения с точки зрения надежности.

Если же при тщательном исследовании пренебрегают хотя бы одним из выше перечисленных аспектов с целью упрощения модели РЭА, то результат моделирования может быть сведён на нет. Например, при оптимизации без учёта климатических факторов или статических параметров.

В теоретической части рассмотрены общие вопросы математического моделирования элементов РЭА, а так же основные требования, предъявляемые к ним. В разделе измерительных устройств более подробно освещены вопросы математической основы измерения статистических и динамических параметров исследуемых элементов.

Осуществлена конструкторская проработка схемы ИКУ.

Особое внимание в дипломном проекте было уделено разработке измерительных головок (ИГ), с учетом их конструктивных особенностей. При этом были приняты во внимание вопросы развития и усовершенствования конструкции. ИГ используются при определении параметров широкого класса радиоэлементов (пассивные и активные двухполюсники, в том числе диоды, биполярные и полевые транзисторы различных структур; и т.д.).

При разработке конструкции использовались методы конструирования ВЧ устройств. Главными критериями оптимизации было оптимальное расположение элементов головки для достижения минимальной длинны соединительных проводников.

В организационно-экономической части рассмотрены вопросы определения трудоёмкости ОКР, договорной цены темы; проведено технико-экономическое обоснование новой конструкции; рассчитана точка безубыточного объёма.

В разделе безопасности жизнедеятельности рассмотрены требования к помещениям, в которых ведётся работа на персональных компьютерах (ПК); вопросы безопасности при непосредственной работе на ПК; уделено внимание вопросам электробезопасности и пожарной безопасности.

Авторами были непосредственно написаны следующие разделы и подразделы:

Астрединов К. Н. - р. 1; п/р. 2.3; п/р. 2.4.2; п/р. 2.5.3; п/р. 3.1; п/р. 3.2; п/р. 3.5.1; п/р. 4.2; р. 5; п/р. 6.3; п/р. 6.2.7, 6.2.8; п/р. 7.1; п/р. 8.1.

Попов В. Т. - р. 1; п/р. 2.1; п/р. 2.4.1; п/р. 2.5.2; п/р. 3.3; п/р. 3.5.2; п/р 3.6; п/р. 4.1; р. 5; п/р. 6.1; п/р. 6.2.5,6.2.6; п/р. 7.5 - 7.7; п/р. 8.2.

Смеляков С. А. - р. 1; п/р. 2.2; п/р. 2.4.1; п/р. 2.5.1; п/р. 3.4; п/р. 3.5.3; п/р. 3.7; п/р. 4.3; р. 5; п/р. 6.2.1 - 6.2.4; п/р. 7.2 - 7.4; п/р 8.1.

Все исполнители дипломного проекта активно занимались выполнением графической части.

1 Анализ технического задания

Техническое задание на дипломное проектирование приведено в приложении А.

Из принципиальных схем плат непосредственно следует, что они представляют собой относительно простые устройства, так что особых сложностей при разработке этих плат не представляется.

Параметры измерительных приборов приведены в таблице 1.1.

Таблица 1.1- Перечень приборов, входящих в измерительную стойку

Из характеристик измерительной аппаратуры и блоков питания следует, что диапазон регулировки тока и напряжения в цепях базы и коллектора, а также точность измерений, заданная в техническом задании вполне реализуемы.

Устройство предназначено для работы в стационарных лабораторных условиях, поэтому особые меры для повышения устойчивости к внешним воздействиям не применяются, так же отсутствуют жёсткие требования по массе и габаритам, что позволяет не проводить дополнительные мероприятия

по их уменьшению. Условия эксплуатации согласно первой группе ГОСТ 16019-78 предусматривают работу устройства в стационарной аппаратуре в отапливаемом помещении. Для аппаратуры данной группы определены основные дестабилизирующие факторы согласно [2]:

воздействие минимальной пониженной температуры 233 К;

воздействие максимальной пониженной температуры 278 К;

воздействие минимальной повышенной температуры 313 К;

- воздействие максимальной повышенной температуры 328 К;

воздействие повышенной влажности 80% при температуре 298 К;

воздействие пониженного атмосферного давления 61 кПа при температуре 263 К;

прочность при синусоидальных вибрациях с частотой 20 Гц и ускорением 19,6 м/с² в течение времени непрерывного воздействия более 0,5 ч.

При анализе приведённых факторов в соответствии с областью применения устройства, можно сделать вывод о возможности не предпринимать специальных мер по защите от дестабилизирующих влияний этих воздействий.

Корпус устройства выполнен из двустороннего фольгированного стеклотекстолита СФ-2-35-1,5 ГОСТ 10316-78, один слой которого служит экраном от внешних помех.

Так как устройство должно отвечать технологии единичного производства, то в нем должны быть использованы серийные и доступные радиоэлементы, а так же традиционные конструкционные материалы. Жёстких требований к ним в связи с нежёсткими условиями эксплуатации не представляется. Требования к эргономике обычные и связаны только с удобством эксплуатации блока. Требования к надёжности тоже являются обычными для такого вида аппаратуры.

Из изложенного выше следует, что реализация конструкции не связана с какими-либо существенными трудностями.

2 Математические модели радиоэлектронных элементов 2.1 Общие положения

Формальную модель многополюсного радиоэлемента (ФММР) представим в виде многополюсника (МП) который содержит множество N внешних полюсов для его электропитания по переменному и постоянному току. В качестве переменных, которые определяют процессы в ФММР, примем входные токи полюсов i₁ i₂-..i_n разности потенциалов и дополнительные переменные Xi,X2-..Xq , - по-тенциал базового полюса, относительно которого отсчитывается напряжение, - потенциалы остальных полюсов (рисунок 2.1).

В общем случае процессы в формальном многополюснике (ФМП) можно представить нелинейными дифференциальными уравнениями вида:

(2.1)

(2.2)

(2.3)

где i?1;

t - время;

I, U - вектор-функции определяемые токами и напряжениями на полюсах;

f_i и f_p ~ некоторые функции, в общем случае нелинейные;

X - вектор-функция времени с составляющими xi,x₂,...Xq , которые связаны с различными физическими величинами в зависимости от принципов построения модели.

Кроме множества N полюсов, структуру ФММР представляет подмножество А полюсов для электропитания по переменному току в процессе преобразования сигналов и под множество S полюсов для электропитания МП по постоянному току для создания рабочего режима.

Связь между множествами A, S и N определяет выражение

A<N, S<N. (2.4)

Пусть а- размер A, a b_i - его элемент при i=l,a, s-размер S, Ср его элемент при j=l,s.

В случае ФМП множество полюсов N представляет собой объединение полюсов А и S, т.е.

N=AUS. (2.5)

При этом возможны следующие отношения между A, S и N. Для пассивных устройств:

S=0, A=N. (2.6)

Для устройств постоянного тока, для которых мгновенными измерениями сигналов во времени можно пренебречь

А=0, S=N. (2.7)

Подмножества А и S совпадают (например для транзистора)

A=S=N. (2.8)

Для устройств типа операционного усилителя

AS=N. (2.9)

Полюса А и S изолированы друг от друга (некоторые интегральные схемы)

AS,N=A+S. (2.10)

Условия (2.6)-(2.10) необходимо учитывать как при конкретном применении МП, так и при организации процесса измерения его параметров.

В качестве базового узла ФММР можно выбрать любой из его полюсов и даже объединить несколько полюсов. В этом случае порядок МП понизится на число полюсов принятых в качестве базовых, и его модель принципиально упростится.

С другой стороны базовый узел может быть внешним по отношению к МП, т.е. электрически с МП не связан. В этом случае первый закон Кирхгофа для мгновенных токов, втекающих в N-полюсник, может быть записан в виде

(2.11)

А линейные устройства будут иметь особенные матрицы параметров, т.е. сумма элементов этих матриц по строкам и столбцам будет равна 0. В этой связи для описания ФММР достаточно идентифицировать N-1 строк и столбцов.

2.2 Структура элементной базы радиоэлектронных средств

Элементную базу (ЭБ) РЭС составляет множество различных РК радиокомпонентов, на основе которых производится проектирование. В самом общем случае ЭБ РЭС может быть представлена структурной схемой, показанной на рисунке 2.2.

Согласно схеме на рисунке 2.2 ЭБ РЭС может быть подразделена на двухполюсные (ДП) и многополюсные (МП) РК, которые в свою очередь могут быть представлены пассивными (ПК) и активными (АК) РК. Под ПК будем понимать РК, в процессе функционирования которых не происходит увеличение уровня мощности поступающего на РК за счёт дополнительных источников энергии. Остальные РК будем считать активными.

АК и ПК предлагается разделить на следующие крупные классы:

дискретные (Д), отличающиеся законченностью конструкции и готовностью к непосредственному применению в сложных РЭС.

с распределёнными параметрами (Р), принцип действия которых основан на использовании волновых процессов в электромагнитных и акустоэлектронных устройствах.

акустоэлектронные (А), работающих на основе акустоэлектронных явлений в твёрдом теле.

функциональные (Ф), предназначенные для глубокой обработки электрических сигналов.

интегральные (И), полученные по интегральным технологиям.

гибридные (Г), полученные по смешанным технологиям.

- цифровые (Ц), предназначенные для цифровой обработки сигналов.

Структурная схема (рисунок 2.2), по существу, отвечает классификации ЭБ РЭС, ориентированной на применение РК в САПР.

Разделение РК на ДП и МП достаточно условное. Так, любой ДП в зависимости от способа включения в электрическую схему можно рассматривать как собственно ДП или как МП, а именно четырёхполюсник на рисунке 2.3.

а) вариант включения ДП как собственно ДП; б) как четырёхполюсника; Y - его полная проводимость;

0,1,2 - узлы подключения к схеме. Рисунок 2.3 - Варианты включения ДП

Согласно рисунку 2.За ДП полностью идентифицируется его полной прово-димостью Y. В случае рисунка 2.36 для полного описания четырёхполюсника необходимо использовать его Y- матрицу, коэффициенты которой определяет проводимость Y базового ДП

(2.12)

Количество полюсов у МП также зависит от способа его включения в электрическую схему, а в пределе, используя определенные комбинации соединения полюсов, МП можно превратить в двухполюсник (рисунок 2.4).

В самом деле, включая в схему транзистор, согласно рисунку 2.4а, его нужно рассматривать как шестиполюсник, в случае рисунка 2.46 - как четырёхполюсник, а при объединении базы с коллектором и соединении эмиттера с общей шиной (рисунок 2.4в) - как ДП. Соответственно необходимо изменить и описание модели транзистора, например, с помощью Y - матрицы. Пусть транзистор, включённый по схеме рисунка 2.4.6 имеет матрицу проводимости

(2.13)

а) подключение транзистора в рабочую схему как шестиполюсника; б) - четырёхполюсника; в) - двухполюсника; 0,1,2,3 - узлы подключения.

Тогда матрицу Ґ2 транзистора, включённого по рисунку 2.4а можно выразить в виде

(2.14)

Коэффициенты уц, Уп, У2Ь У22 матрицы Y₂ точно соответствуют коэффициентам матрицы Y_b а остальные пять коэффициентов определяют по формулам

y₁₃=-y₁₁-y₁₂ (2.15)

y₂₃=-y₂₁-y₂₂ (2.16)

y₃₁=-y₁₁-y₂₁ (2.17)

y₃₂=-y₁₂-y₂₂. (2.18)

y₃₃=y₁₁+y₁₂+y₂₂+y₂₁ (2.19)

Наконец, проводимость транзистора, представленного двухполюсником (рисунок 2.4в), рассчитывают по формуле

y=y₁₁+y₂₂+y₃₃ (2.20)

Формулы (2.15)-(2.20) справедливы, если режим транзистора по постоянному току для всех трёх рассмотренных выше случаев идентичен.

При проектировании РК и идентификации его параметров необходимо учиты-вать область действия физических законов, связанных с его функционированием. Особое внимание необходимо уделять электрофизическим законам, которые определяют основные электрические параметры РК. В каждом конкретном случае доминирует одно из электрофизических явлений но также, проявляется влияние и. других*, паразитных.

Так, в основу функционирования резистора положено явление электрического сопротивления постоянному или переменному току. Однако также в большей или меньшей степени неизбежно проявляется влияние электрического и магнитного по-лей, существенным образом увеличивающееся с ростом частоты. Магнитные и элек-трические эффекты резистора моделируют посредством индуктивности и ёмкости. В этой связи модель резистора с увеличением частоты усложняют (рисунок 2.5), ис-пользуя на ВЧ и СВЧ диапазонах многоэлементные эквивалентные схемы [3,4].

Эквивалентные схемы, в отличие от обычных, содержат элементы (паразитные индуктивности и емкости, сопротивления потерь, h-n переходы), которые обозначаются как традиционные дискретные элементы, но имеют только чисто физический смысл.

На рисунке 2.5а показана обычная модель резистора. Компонентная модель резистора на ВЧ (рисунок 2.56) отражает основные физические явления, которые проявляются в процессе реальной работы резистора.

G)L_n « R ,

-~-« * , (2.21)

шС _п

где со - угловая частота;

L_n - паразитная индуктивность; С_п - паразитная ёмкость; R - сопротивление,

При условиях (2.21) влиянием параметров L_n и С_п можно пренебречь, а при расчётах рационально использовать более простую модель (рисунок 2.5а). Однако, если размеры резистора соизмеримы с длиной волны

^Л = -у, (2.22)

где с - скорость света; f -- рабочая частота,

то необходимо учитывать волновые эффекты. Это достигается путём перехода к более сложной многосекционной модели, показанной на рисунке 2.5в. Каждая секция из четырёх элементов моделирует отрезок l_R/n резистора, где 1_R - максимальный из размеров резистора, п - число секций, выбранное таким образом, чтобы выполнить условие

^- « Я . (2.23)

В этом случае (рисунок 2.5в) сопротивление каждой секции равно R/n, а параметры: собственная ёмкость секции qj, собственная индуктивность секции L_ci и ёмкость секции относительно общей шины Cj - определяются конструкцией резистора и его расположением относительно общей шины.

Количество МП можно считать практически безграничным, так как МП проектируется на основе ДП, а каждому реальному МП отвечает определённый способ соединения составляющих его ДП.

2.3 Общие характеристики моделей РК

Под моделью РК будем понимать любое математическое описание РК, отражающее с требуемой точностью его поведение в реальных условиях.

Если РК является элементом электронной схемы, то его моделью будем называть математическое описание связей между токами и напряжениями, возникающими между его полюсами в статическом и динамическом режимах работы. В частности моделями могут быть уравнения вольтамперных характеристик (ВАХ), дифференциальные уравнения переходных процессов, частотные характеристики и т.п. [5,6].

Математическую модель РК можно рассматривать как некоторый оператор, ставящий в соответствие системе внутренних параметров х_ь ... , х_п совокупность связанных между собой внешних параметров у_ь ... , у_п. Вид функциональной связи зависит от принципа действия РК, а содержание "внешних" и "внутренних" параметров РК определяет его физическая сущность и способ использования.

Так для моделей РК внешними параметрами являются токи и напряжения, так как преобладающим методом расчёта электрических схем является расчёт по токам и напряжениям [6].

Внутренними параметрами модели РК могут быть его электрические, электрофизические или конструктивно-технологические параметры.

Электрическими будем считать параметры, определяемые только при электрических измерениях (коэффициенты усиления, крутизна, входное и выходное сопротивления и т.п.). В некоторых случаях это параметры "чёрного ящика", которым трудно придать физический смысл. Электрические параметры, как правило, являются функциями электрофизических и конструктивно - технологических параметров, которые можно считать первичными параметрами, а электрические - вторичными.

При расчёте интегральных схем (ИС) важное значение имеет учёт первичных параметров с точки зрения оптимизации процесса изготовления ИС.

При расчётах электронных схем, спроектированных на основе готовых конструктивно завершённых компонентов, что характерно для предприятий сборщиков радиоэлектронных средств (РЭС), достаточно владеть информацией только о внешних параметрах РК. По сути дела внешние параметры РК при этом выполняют функцию внутренних параметров проектируемого изделия.

Достаточно убедительная классификация моделей РК, приведённая в [6], отражена на структурной схеме (рисунок 2.6).

Статические модели отражают только связь между постоянными токами и напряжениями, тогда как динамические учитывают частотные или временные зависимости параметров РК, возникающими из-за влияния внутренних индуктивностей и ёмкостей РК.

По способу представления модели могут быть заданы аналитически в виде переходов систем математических уравнений, графически в виде эквивалентных схем. Параметра этих моделей выражают в виде таблиц коэффициентов соответствующих систем уравнений и номиналов элементов эквивалентных схем.

Отсюда следуют понятия аналитических, графических и табличных моделей. Такое разделение нужно считать условным. На практике, как правило, широко используют комплексные модели РК. Например, на графических моделях типа эквивалентных схем для описания нелинейных элементов широко используют аналитические зависимости, а обработка данных табличных моделей производится математическими методами по специально разработанных алгоритмам.

Аналитические статические модели РК представляют обычно в виде явных зависимостей токов и напряжений, выраженных в виде уравнений ВАХ.

Динамические модели удобно представлять в неявном виде в форме дифференциальных уравнений [6].

Графическую статическую модель можно представить в форме графиков ВАХ или в форме статической эквивалентной схемы. Графики ВАХ не позволяют их непосредственное использование, так как для их ввода в ЭВМ необходимы преобразования в цифровую форму. Однако эти графики можно представить в виде компактных табличных функций, которые при расчетах или подготовки к ним обрабатываются специальными подпрограммами для получения аналитических функций. С другой стороны, эквивалентная схема требует дополнительного описания в виде аналитических зависимостей между токами и напряжениями нелинейных элементов, входящих в состав этой схемы. Эквивалентная схема удобна для анализа функционирования РК, моделируемого этой схемой, а для расчёта РЭС более удобна соответствующая ей аналитическая макромодель, в которую включено математическое описание тех её элементов, параметры которых зависят от статического режима [6].

Табличные модели представляют собой таблицы соответствующих графиков ВАХ, полученных экспериментальным путём. Для получения таких таблиц целесообразно использовать теорию методов планирования эксперимента [6].

На практике любую из рассматриваемых моделей оформляют в виде библиотечной подпрограммы, задав алгоритм вычисления требуемых для анализа параметров РЭС по данным аналитических или графических моделей.

Современное развитие ЭВМ и измерительной техники позволяет среди аналитических и графических моделей выделить класс алгоритмических моделей [6], которые характерны тем, что вследствие сложности связей между токами и напряжениями рассчитывать их можно только численными методами, задав алгоритм, метод вычислений. По существу это цифровые модели, которые реализуются в виде подпрограмм, обрабатывающих экспериментальные данные на этапе подготовки данных или во время расчёта РЭС.

Именно такой подход реализован в пакете программ PSpice, где библиотека моделей (БМ) представляет собой таблицы исходных данных для расчёта цифровых аналитических макромоделей (ДАМ). Для повышения точности расчёта каждая ЦАМ может быть уточнена путём ввода дополнительных или уточнённых данных для конкретного статического режима или участка частотного диапазона [10].

Основные требования к моделям достаточно полно сформулированы в работе [6], а инженерные аспекты их применения, в работах [8,9].

Применительно к САПР электронных схем (ЭС) требования к моделям РК определяют следующие факторы:

- точность (адекватность) соответствия ЦАМ РК реальному образцу РК, которую обычно определяют по степени совпадения параметров ЦАМ и реального РК. Для оценки точности можно использовать или относительное отклонение параметра в рабочем диапазоне частот и режимов электропитания по постоянному и переменному току

О всей схемы. Так, точность машинного расчёта свободно доводится до 10" -10" %, а точность модели в лучшем случае составляет несколько процентов. Таким образом, точность расчёта электрической схемы РЭС практически определяется точностью модели.

Требования к точности модели РК зависят от типа и назначения РЭС. Использование во всех случаях наиболее точных моделей может привести к резкому увеличению времени расчёта, так как обычно чем точнее модель, тем она сложнее. Поэтому для одного и того же РК целесообразно иметь набор моделей, например для резистора такой набор показан на рисунке 2.5. Целесообразность применения каждой из моделей должна быть обсуждена при анализе эквивалентных схем;

измерительные комплексы для проверки моделей РК на соответствие их параметров паспортным данным, корректировки моделей для режимов, выходящих за рамки паспортных данных с целью возможности расширения области применения конкретного РК, измерения параметров моделей новых РК;

определение и описание вероятностных характеристик параметров моделей РК. Это требование непосредственно связано с двумя вышеизложенными. Во-первых, точность модели непосредственно связана с вероятностными характеристиками её параметров, так как не имеет смысла достигать точность определения параметров существенно выше, чем разброс этих параметров, во-вторых, получение достоверных вероятностных характеристик модели;

оценка влияния окружающей среды (температура, влажность и т.п.) для решения задач реального поведения исследуемого РЭС;

оценка эффектов старения, чтобы получить сведения о надёжности проектируемого изделия, так как без таких оценок может потеряться сам смысл машинного проектирования;

непрерывность модели, под которой понимают справедливость одной и той же модели для всех режимов работы РК. Непрерывная аналитическая макромодель описывается одним аналитическим выражением, непрерывная графическая модель одной и той же эквивалентной схемой для всех режимов работы РК. В противоположность "кусочная" модель описывается набором формул, каждая из которых соответствует одному из возможных режимов работы РК. Непрерывная модель значительно упрощает программу расчётов, но усложняет процесс её разработки;

обусловленность модели, под которой понимают малое влияние относительных ошибок расчёта или измерения на измеряемую величину, а также возможность расчёта или измерения самих аргументов модели РК с малой относительной ошибкой. Так, модель транзистора плохо обусловлена, если её аргументом служит напряжение и_бэ и хорошо обусловлена, если аргументом служит 1_б> так как этот ток можно измерить или рассчитать с меньшей относительной ошибкой, чем напряжение и_бэ- Здесь параметры модели сопоставимы с точностью измерений;

простота модели, так как простая модель более предпочтительна в отношении сокращения времени вычислений.

2.4 Модели ДП

2.4.1 Компонентные модели ДП

ДП представляют собой широкий класс РК, который в самом общем случае можно подразделить на пассивные линейные (резисторы, конденсаторы, катушки индуктивности), нелинейные пассивные (обычные диоды, варисторы, варикапы и т.п.), активные (туннельные диоды, диоды Ганна) и специального назначения (терморезисторы,, тензорезисторы, фоторезсторы, фотодиоды, светодиоды, LC-структуры и т.п.). Особое положение ДП как компонентов РЭС заключается в том, что на их основе моделируют сложные устройства, в том числе и модели более сложных РК. В этой связи адекватное описание моделей ДП имеет определяющее значение.

Модели двухполюсников подразделяют на компонентные в виде эквивалентных схем и факторные [8] аналитические макромодели в виде системы уравнений. Компонентные модели имеют относительно ограниченное применение. К ним относятся R, L, С. компоненты, в которых не учитывают паразитные параметры. Это встроенные модели, номиналы которых задаёт пользователь.

Остальные аналоговые РК, в том числе R, L, С на высоких частотах, рассматривают в виде компонентных (R, L, С) или аналитических (диод, магнитный сердечник) макромоделей. Основой компонентной модели является эквивалентная схема РК, элементы которой определяют физические процессы, проходящие в конкретном РК. При таком моделировании основная проблема заключается в точном определении значений элементов эквивалентной схемы.

Развитие модели резистора в область высоких частот показано на рисунке 2.5, из которого очевидно весьма существенное усложнение модели при переходе в область СВЧ диапазона. Модели конденсатора и кварцевого резонатора также могут, представлены в виде компонентных.

Компонентная модель высокочастотного конденсатора приведена на рисунке 2.7.

Частоты f_nocjt последовательного и f_nap параллельного резонансов рассчитываются по формулам

При расчёте модели учитывают также (xl температурный коэффициент экви-валентной индуктивности кварцевого резонатора (КР). Остальные параметры (Q, r_k, Ck) определяются только типом резонатора и не зависят от частоты.

Типичным представителем нелинейного пассивного ДП является полупроводниковый диод, компонентная схема которого в системе Pspice приведена на рисунке 2.9, где R - объёмное сопротивление; С - ёмкость р-n перехода; I(U) - ток р-n пере-хода; Ud - падение напряжения на диоде; U - парение напряжения на р-n переходе.

Зависимость I(U), определяющая ВАХ диода рассматривают по методике, предложенной Эберсом-Моллом [6] в прямом направлении по формуле

Емкость C(U) рассматривают как функцию напряжения на р-n переходе и представляют в виде суммы барьерной С_б и диффузионной С_ДИф составляющих

с(и)=С₆ + С_диф, (2.30)

( ~^М

C₆(U) = C_G- 1--- np_HU<F_cU_{k ;} (2.31)

V ^Uk )

С,_аф(и) = С₀-(-Р_с)-^(им}- l-F_c( + M)+^- npHU>F_c-U_k , (2.32)

^U k

где М - коэффициент лавинного размножения;

F_c -- коэффициент нелинейности барьерной ёмкости прямосмещённого перехода.

Модель также учитывает явление пробоя и температурные зависимости семи параметров:

I_s - тока насыщения;

Tsr - параметра рекомбинации;

Ikf- предельного тока при высоком уровне инжекции;

В_и - обратного напряжения пробоя;

R_s - объёмное сопротивление;

Uk - контактной разности потенциалов;

Со - барьерной ёмкости при нулевом смещении перехода.

Однако в реальных моделях пользователю представляется возможным учитывать только температурную зависимость параметра I_s [8]. Остальные температурные зависимости не учитывают, обнуляя по умолчанию соответствующие температурные коэффициенты.

Линейная модель диода, представляющая собой линейную схему замещения в рабочей точке, показана на рисунке 2.10, где: R - объёмное сопротивление; С(Ц) -ёмкость р-п перехода в i- ой рабочей точке; Uj - напряжения на р-n переходе в i- ой рабочей точке; 1,2 - узлы подключения.

Диффузионная проводимость диода в рабочей точке, рассчитывается по формуле:

G = d(K_Jl)ldU , (2.33)

где kj - коэффициент инжекции.

В модели также предусмотрен учёт шумовых свойств диода при включении источников шума по схеме рисунка 2.11, где ток 1_ШГ характеризует тепловой шум, а ток 1щд дробовой и фликер шумы диода.

В рассмотренной модели диода предусмотрено описание её посредством 29 параметров, однако, базовая модель представляемая пользователю содержит только 10 из них [8].

Вопросы о целесообразности такого "усечения" модели не обсуждаются. Эта модель соответствует моделям, используемым на первых этапах развития САПР. Например, в [7] рассмотрена аналогичная макромодель диода, для описания которой используется также 10 параметров. На наш взгляд такое "усечение" модели связано со сложностью аттестации параметров полных моделей. Из анализа "усечённых" моделей совершенно ясно, что принятые за основу этих моделей 10 параметров мо-гут быть аттестованы по паспортным данным диодов, другими словами, при исключении дополнительных измерений, необходимых для аттестации полной версии модели.

С другой стороны, при описании ВАХ по Эберсу-Моллу за основу выбирают структуру идеального р-n перехода, в котором прямая ветвь описывается экспонентой, а обратная монотонной функцией. Однако реальные р-n переходы имеют более сложную структуру. Так согласно сведениям, приведённым в [И] прямая ветвь ВАХ диода может содержать 5 участков, связанных с различными механизмами образования тока, некоторые из которых обусловлены нарушением условий на границах базы с омическим переходом.

В книге [12] показано, что отличие прямой ветви ВАХ р-n перехода от идеальной, а также характер неоднородностей его обратной ветви могут служить критериями надёжности прибора. Также в анализируемой модели [8] не отражены статистические характеристики параметров.

Встроенная макромодель магнитного сердечника [8] отражает известные представления о движении доменных грани магнитного материала и даёт возможность выразить все основные характеристики гистерезиса, такие как кривая начальной намагниченности, намагниченность насыщения, коэрцитивная сила, остаточная намагниченность.

Базовая модель формируется на основании 10 параметров, из них четыре представляют собой геометрические параметры. Предусмотрено два уровня моделирования, причём модель первого уровня формируется на основе семи параметров.

В основе математического описания статического режима положено уравнение безгистерезисной кривой намагничивания

В модели предусмотрен учёт влияния воздушного зазора, определение свойств сердечника и их аттестация по экспериментальным данным.

Макромодели высокочастотных резисторов и конденсаторов определяют по эквивалентной схеме рисунок 2.5.

Недостаток моделей рисунка 2.5 заключается в том, что в ряде случаев существует значительная частотная зависимость параметров R для рисунка 2.56 и R_n. Поэтому использование данных моделей без учёта частотных зависимостей, указанных в них элементов, может привести к увеличению погрешности расчёта.

Компонентная модель нелинейной ёмкости в PSpice представляется в виде произведения эталонной ёмкости С₀ и U_in управляющего напряжения

C = C₀U_m. (2.37)

Графическое представление этой макромодели показано на рисунке 2.12, где внутренняя структура из элементов U_H, U_s, и С₀ представляет собой блок, a U_n+ напряжение на ёмкости Со, 1_Г - ток через источник U_s. Здесь закон изменения ёмкости задаётся напряжением U_in.

а) схемное обозначение; б) макромодель; в) схема замещения макромодели Рисунок 2.12 - Макромодель нелинейной ёмкости

В PSpice аналогичным образом моделируют нелинейные резисторы и катушки индуктивности.

Рассмотренные нелинейные модели системы PSpice имеют следующие недостатки:

- сложны по структуре;

- содержат до двух режимно-зависимых элементов, для идентификации ко-торых использовать математические уравнения, формируемые по экспериментальным данным;

- 3) развитие таких моделей с целью повышения точности связано с резким повышением трудоемкости расчетных операций и увеличения числа узлов эквивалентной схемы и порядка аппроксимирующих уравнений.

2.4.2 Факторные модели ДП

В этом случае ДП представляют в виде "черного ящика" (рисунок 2.13), электрические параметры которого определяет система уравнений. Каждое из уравнений, выбранной системы, выражает зависимость выходного электрического от соответствующего фактора. В качестве выходного параметра, как правило, выбирают полную проводимость. Тогда уравнение можно записать в виде

Y = (X), (2.38)

где Y- полная проводимость ДП;

Х= [Xl,X2,...,Xi,...,Xn]-вектор факторов;.

п - количество факторов.

Факторами могут служить частота f, напряжение U или ток I смещения рабочей точки, температура Т окружающей среды и т .п.

Из анализа факторной модели ДП представленной формулой (2.38) следует:

- ее рациональность - при включения в электрическую схему добавляют всего один всего один узел;

- возможность определять работоспособность ДК по выходным параметрам в процессе их экспериментального определения.

Таким образом, в практической электронике, связанной с проектированием РЭС, преимущества факторной модели очевидны. С другой стороны, по параметрам факторной модели всегда можно определить компонентную модель.

2.5 Модели МП

2.5.1 Традиционные способы описания параметров МП

Описание моделей, как правило, производят с помощью эквивалентных схем - компонентная модель, с помощь матрицы - формальная модель.

Компонентную модель формируют на основе линейных и нелинейных ДП. Такие модели целесообразны для описания активных элементов, например транзисторов, когда применяемые в модели ДП имеют чисто физический смысл.

Формальная модель представляет собой матрицу коэффициентов, которая определяет связь между входными и выходными параметрами МП: токами и напряжениями или падающими и отраженными волнами. Для моделирования МП применяют матрицы Y проводимости, Z сопротивления, А передачи, Н гибридную, S волновую матрицу рассеяния, Т волновую матрицу передачи. Для всех входных и выходных параметров используют следующие матричные уравнения:

I = Y U ; U = Z 1; hi - A d2: hi = Н h2; b = S a: a = Т b, (2.39)

где I = [ Il,...,Ii,...,In ] - вектор столбец токов:

U= [ Ul,...,Ui,...,Un ] - вектор столбец напряжений;

hl= [ U 1,12] - вектор столбец входных параметров;

h2= [ 11 ,U2] - вектор столбец входных параметров;

dl= fUl,Il] - вектор столбец входных параметров;

d2= [ЧЛД1] - вектор столбец входных параметров;

а = [ al,... ,ai,... ,ап]- вектор столбец падающих волн;

b = [ ] - вектор столбец отраженных волн.

i - текущий индекс параметра;

п - размер матрицы.

Все матрицы можно пересчитать из одной в другую при одинаковых их размерах. На практике наиболее часто при анализе МП применяют Y-, Z- , S- и Т-матрицы, а при анализе четырехполюсников, кроме перечисленных, гибридные. А- и Н-матрицы.

Рассмотрим свойства этих матриц. Линейные динамические параметры многополюсника выражают связь токов и напряжений, которые вырабатываются на его входах-полюсах при подключении их к внешним электрическим цепям. Рассмотрим многополюсник (рисунок 2.13) с числом полюсов п, в котором определены токи Ij и напряжение Uj для каждого i-ro входа. Напряжения Uj приложены между зажимами 1-го входа, один из которых представляет общую для входов-полюсов шину. Все токи Ij направлены к многополюснику, а напряжения U_s - от активного зажима к общей нулевой шине.

Пусть совокупность полюсных токов представляет вектор столбец I полюсных токов, а совокупность полюсных напряжений - вектор столбец U полюсных напряжений

I=P_r..,L,...I_n]^T, (2.40)

U=[U₁,...,U_i,...U_n]^T. (2.41 )

Если считать Uj значения элементов вектора U заданными, значения Ij элемен-тов вектора I искомыми, то Ii можно рассматривать как линейную комбинацию U_b U2,-, U_n, т.е.

Тогда компоненты вектора I могут быть выражены в виде системы уравнений

I = YU, (2.45)

где Y - матрица проводимостей.

F

Если теперь считать Ij заданными величинами, а Ц искомыми, то по тем же соображениям U; значение вектора U можно рассматривать как линейную комбина-цию 1_Ь I₂,...,In, т.е.

Из уравнения (2.46) после несложных рассуждений приходим к матричному уравнению, связывающему компоненты векторов U и I в виде:

U = Z-I, (2.47)

где Z - матрица сопротивлений по форме аналогичная матрице Y.

В САПР электронных схем матрицы Y радиокомпонентов или отдельных схем имеют исключительное значение, так как содержат информацию для расчета электрических схем общепринятым методом узловых потенциалов.

Матрицы Z используются для расчета цепей методом контурных токов. Они находят меньшее применение. Матрицы Y и Z связаны друг с другом уравнением

Y - Z"¹, (2.48)

где -1 - знак обращения матрицы..

Y и Z - матрицы РК могут быть определены по параметрам эквивалентных схем или путем непосредственного их измерения.

Прямой метод определения Y - матриц производят путем измерения их коэффициентов при реализации опытов короткого замыкания полюсов. Для этого, например, к полюсу i прикладывают напряжение Ц, а остальные полюсы замыкают попарно с общей шиной. Поэтому все напряжения Uj при j i будут равны нулю, а система уравнений (2.46) трансформируется к виду:

Из системы уравнений (2.49) вытекает, что диагональный элемент уц будет определен в виде

Из уравнения (2.50) также следует, что диагональные у и коэффициенты матрицы Y представляют собой входную проводимость многополюсника со стороны полюса i при коротком замыкании остальных полюсов (рисунок 2.14). Таким образом, коэффициент у_н может быть определен с помощью измерителя полных проводимостей без каких-либо существенных трудностей.

Из формулы (2.51) также видно, что для определения недиагонального коэффициента Y - матрицы необходимо измерить модуль и фазу переменного тока очередного полюса], который коротко замкнут. Высокочастотные измерители модуля и фазы переменного тока промышленностью не выпускаются. Идентификация таких токов с помощью активных сопротивлений путем измерения модуля и разности фаз переменного напряжения, выделяющегося на этом сопротивлении, не позволяет полностью реализовать опыт короткого замыкания и тем самым приводит к нарушению условий эксперимента.

С другой стороны, в ряде случаев опыты короткого замыкания на выходах реальных многополюсных компонентов могут также привести к искажениям, например, из-за того, что при коротком замыкании выходного полюса режим измеряемого РК принудительно нарушается или вообще не допустим.

Попытка получить более удовлетворительные результаты путем реализации процесса измерения элементов Z-матриц при опытах холостого хода с последующим расчетом Y-матриц по формуле (2.48) нереальна, т.к. в этом случае при измерении на высоких частотах будет существенно проявляться шунтирующее действие входных цепей измерительного прибора, а также в некоторых случаях - цепей электропитания по постоянному току.

В режиме холостого хода многополюсник на рисунке 2.14 преобразуется в многополюсник, показанный на рисунке 2.15.

В режиме холостого хода все токи Ij при j=i, будут равны нулю, а развернутая система уравнений (2.49) трансформируется к виду

u.i-z..l,

1 hi

и. =z..i..

i и i

(2-52)

u. = z..i.

j ji i

U = z L.

n m i

Из системы уравнений (2.52) непосредственно получаем формулы для расчета диагональных элементов Z - матрицы

Из формул (2.53) и (2.54) видно, что диагональные zh коэффициенты Z - матрицы представляют собой входное сопротивление многополюсника со стороны полюса i при холостом ходе остальных полюсов (рисунок 2.15). Этот коэффициент может быть определен с помощью измерителя полных сопротивлений. Однако определение недиагональных Zjj коэффициентов на высоких частотах проблематично, во-первых, из-за сложности определения тока I;, во-вторых, из-за неизбежного искажения информации при измерении напряжений Ц при j i, которое возникает из-за шунтирующего действия входной цепи измерительного прибора.

Кроме того, в реальных устройствах режим холостого хода, во-первых, не используется и, во-вторых, может быть не реализуемым, например, из-за возникновения самовозбуждения измеряемого многополюсника (для активных многополюсников).

Рассмотрим определение матриц рассеяния. Физической основой S-параметров являются энергетические отношения между многополюсником и устройствами, подключенными к его входам-полюсам [2, 4]. S-параметры многополюсника позволяют определить обмен энергией между многополюсником, источниками энергии и нагрузками, подключенными к его входам. Аналитическое описание процессов производится посредством векторов падающих а волн, направленных к многополюснику, и отраженных b волн, направленных от него (рисунок 2.16). Волны а и b нормированы таким образом, чтобы выполнялся принцип инвариантности мощности. Поэтому размерность каждой из составляющих векторов а и b выражается в виде корня квадратного уравнения из мощности - (Вт)^/2 . Связь между векторами а и b определяется матрицей рассеяния S, причем матричное уравнение имеет вид

b = Sa . (2.55)

Для линейных активных и пассивных многополюсников существует однозначная аналитическая связь между S-матрицей и матрицами проводимости Y, сопротивления Z и гибридными матрицами. Элементы матриц Y,Z,H, рассчитанные через S-матрицу должны быть при этом также нормированы. В важном для практики случае нормированная Y -- матрица связывает вектор нормированных токов I с вектором нормированных напряжений U^H.

Чтобы сохранить принцип инвариантности мощности размерность составляющих векторов U^H и 1^Н должна отвечать корню квадратному из мощности, что достигается выбором в качестве нормирующего множителя сопротивления определенной величины. Это сопротивление в реальных условиях моделирует или волновое сопротивление линии передачи, подключаемой к i-тому полюсу или же номинал резистивной нагрузки этого же полюса. В общем случае выбор значения нормирующего сопротивления произволен[43]. На практике значение нормирующего сопротивления ri для i-полюса выбирают так, чтобы осуществлялся режим передачи наибольшей мощности от источников энергии к многополюснику и от многополюсника к нагрузкам, моделируемых резисторами номиналом rj (режим согласования). Соблюдая принцип инвариантности мощности, нормированные токи и напряжения на входах-полюсах многополюсника вычисляем по правилам

Компоненты векторов а, Ь, 1(1) и U^H(U) в общем случае имеют комплексный характер.

Чтобы адекватно установить связь между нормированными S- и Y-матрицами, необходимо выполнить условия

Уравнения (2.62) и (2.63) имеют важное значение, так как они позволяют, если это возможно, по результатам измерения абсолютных значений комплексных токов и напряжений I_s и Ц вычислить необходимые для определения коэффициентов S-матрицы значения нормированных волн ai и bj.

Матричное уравнение связи векторов I и U имеет вид [3]

I - YU, (2.64)

где Y - матрица проводимости многополюсника.

Решая уравнение (2.64), для нормированных векторов I и U относительно векторов а и b с учетом уравнений (2.58) - (2.63), после несложных преобразований получаем матричное уравнение, определяющее зависимость между нормированной матрицей проводимости Y^H и матрицей рассеяния S

Y^H = (1-S)(1 +S)*, (2.65)

где 1 - единичная матрица.

Таким образом, матрицу Y^H можно вычислить по известной S - матрице, коэффициенты которой можно определить по результатам измерения токов и напряжений на входах многополюсника, предварительно вычислив значения падающих и отраженных волн по формулам (2.63) и (2.64).

Основное преимущество идентификации матрицы Y^H по известной матрице S заключается в том, что определение информации, необходимой для идентификации коэффициентов S матрицы может быть произведено при подключении к входам многополюсника активных конечных или комплексных реактивных нагрузок [4, 2, 36, 48], тогда как способы экспериментального определения коэффициентов матри-цы Y , связанные с реализацией опытов короткого замыкания, которые, например, при измерении активных МП, выполнить сложно или вообще невозможно. Кроме того, при прямых способах измерения коэффициентов Y-матрицы необходимо определять значения токов и значения напряжений на входах многополюсника, тогда как осуществить измерение токов на высоких и сверхвысоких частотах практически невозможно.

Методика измерений, широко используемая при идентификации коэф-фициентов S-матриц СВЧ устройств [4] предусматривает следующие действия. МП включают в согласованный СВЧ тракт, идеальный СВЧ тракт, в котором отсутствуют или практически несущественны, отражения волн от согласованных нагрузок и источников сигналов. Разделение волн на падающие и отраженные с целью определения их значений производится с помощью устройств типа направленных ответвителей энергии.

Эквивалентная схема измерительной цепи для случая без применения устройств разделения падающих и отраженных волн может быть сведена к схеме, показанному на рисунке 2.17. Сущность методика измерения коэффициентов S-матрицы вытекает из анализа развернутой формы матричного уравнения (2.49) относительно входов исследуемого многополюсника i и j

Так как для случая рисунка 2.17 все падающие волны aj (j^i) равны нулю ввиду того, что все волны bj (j=Јi) поглощаются нагрузочными резисторами, то уравнение (2.69) можно записать в виде

Из уравнения (2.67) непосредственно находим выражения для определения 8„ диагональных и Sjj недиагональных коэффициентов S-матрицы

Из уравнений (2.58) устанавливаем, что для определения коэффициентов S-матрицы достаточно знать только отношение значений падающих и отраженных волн, что является основным преимуществом метода.

На более низких, чем СВЧ, частотах применить устройства, позволяющие разделить падающие и отраженные волны, практически не представляется возможным. Поэтому имеется потребность модификации методики измерения.

Гибридные, а именно Н-параметры, также являются системными параметрами и могут быть рассчитаны по известным Y- или Z-матрицам. Наиболее широкое применение получили Н-параметры транзисторов, представляемых в виде четырехполюсников [5]. Коэффициенты Н-матрицы определяют при холостом ходе на его входе и коротком замыкании на его выходе.

2.5.2 Компонентные модели транзисторов

Компонентные модели транзисторов традиционно применяют в САПР электронных схем и при разработке самих транзисторов. В системе Picpis на частотах до 100 МГц применяют универсальные модели.

К ним относятся модели для случая "большого" сигнала: биполярных транзисторов (БТ), арсенид-галлиевых и МОП - транзисторы. Модели сепарабельные, то есть малосигнальную макромодель формируют на основе модели для большого сигнала.

К достоинствам таких моделей можно отнести:

возможность аттестации их параметров по справочным данным.

сепарабельность.

возможность построения ряда моделей для одного транзистора, отличающихся друг от друга уровнем сложности.

В основу модели БТ положены идеи, выдвинутые Эберсом и Моллом и развитые для случая передаточной модели Логаном [9,10] или зарядовой модели Гумме-лем - Пуном [13]. Полная встроенная модель представляется в виде адаптированной модели Гуммеля - Пуна, которая по сравнению с исходной моделью позволяет учесть эффекты, возникающие при больших смещениях на переходах. Эта модель автоматически упрощается до более простой модели Эберса - Молла в версии Лога-на, если опустить некоторые параметры. Эквивалентная схема модели транзистора согласно [8] приведена на рисунке 2.19.

Всего аттестуется 55 параметров из них для описания модели Эберса - Молла достаточно использовать 49 параметров, задав 10 параметров, необходимых для описания модели Гуммеля - Пуна по умолчанию.

Всего по умолчанию могут быть заданы 54 параметра, что представляет пользователю широкий манёвр при формировании рабочих моделей.

Модель позволяет производить учёт температурных зависимостей параметров, путём аттестации 10 температурных коэффициентов и задания их области определения (четыре значения температуры и отношений температур). В числе аттестуемых параметров 10 температурных коэффициентов, однако, в доступных пользователю моделях используется только один из них [8].

Рассмотрим модель по Эберсу - Моллу, эквивалентная схема которой представлена на рисунке 2.20. В этом случае в качестве основных токов используются токи, собираемые р-n переходами и моделируемые генераторами тока. Ток 1_П (прямой ток), который передаётся из эмиттера в базу и собирается коллектором, описывается выражением

Аналогично записывается выражение для тока Ij, который передаётся из коллектора через базу в эмиттер в инверсном режиме

Диффузионные ёмкости С_{э ди}ф эмиттерного и С_{к ДИ}ф коллекторного переходов, согласно рисунку 2.20 подключены параллельно переходам эмитер-база и коллектор-база и рассчитываются по формулам

Постоянные времени т_п и t_s характеризуют инерционность процессов передачи зарядов не основных носителей от одного перехода к другому. Барьерная ёмкость не линейно зависит от обратного напряжения перехода и приближённо описывается выражением

В ряде случаев модель Эберса - Молла учитывает сопротивление диффузионных областей и сопротивление утечки обратносмещённых р-n переходов, токовые и частотные зависимости коэффициентов по току, модуляцию ширины базы, лавинное умножение носителей в р-n переходе, влияние внешних воздействующих факторов (температуры, радиации и т.д.).

Сопротивление диффузионных областей и утечки включают в эквивалентную схему, а остальные эффекты учитывают с помощью аппроксимирующих зависимостей.

При работе транзистора в режиме "большого" сигнала имеет место сильная нелинейная зависимость коэффициентов р_п и pi от напряжений U₃ и U_K. Иногда для выражения зависимости этих коэффициентов от соответствующих напряжений используют степенной ряд [14]

А, = *о + ^аУэ + aJJ] + а_зи^э_{э ;} (2.75)

Д. = а₀ + a_lU_k + a₂U²_k + a₃U³_k. ₍₂.76)

Известны и более сложные формулы, чем выражения (2.75), (2.76). Однако в моделях пакета PSpice ограничились случаем [8]:

З_п = const ; (2.77)

p_t = const , (2.78)

то есть влияние напряжения Uk на ВАХ транзистора не учтено, что существенно ограничивает возможности модели.

Температурная зависимость устанавливается для 16 параметров модели БТ [8]. В первую очередь для токов насыщения эмиттера, коллектора и подложки для прямого и инверсного режимов, максимального коэффициента усиления тока в схеме с общим эмиттером, объёмных сопротивлений эмиттера, базы и коллектора и др. Но в доступных пользователю моделях аттестован только температурный коэффи-циент для токов насыщения. Остальные устанавливаются по умолчанию. В других моделях [6] даже эти параметры не аттестуются. Мало того принято равенство из ранних работ Логана [9,10]

На практике в программе PSpice доступные пользователю модели существенно "усечены" за счёт исключения из базовой модели температурных коэффициентов. Всего в такой модели Эберса - Молла из 49 параметров, согласно [8] аттестовано 27. Потери информации при таких упрощениях модели БТ в литературе не обсуждаются. Линейная схема замещения БТ, сепарабельная схеме рисунка 2.20, приведена на рисунке 2.21. Здесь Кб, R₃, R_K - объемные сопротивления базы, эмиттера и коллекто-ра соответственно; О_бэ - проводимость перехода база-коллектор; Обк - проводимость перехода база-коллектор; G₀ - проводимость коллектор-эмиттер; С_бэ - емкость перехода база-эмиттер; С_эк- емкость перехода коллектор-эмиттер; С_бк- емкость перехода коллектор-база; В_г - максимальный коэффициент усиления в нормальном и инверсном режимах соответственно.

Сепарабельность линеализиованной модели заключается в том, что её параметры R, С_бэ, С_вх, С_бс рассчитываются по параметрам модели Эберса - Молла рисунка 2.20 после расчёта режима транзистора по постоянному току. При использовании модели рисунка 2.21 возможно определить тепловые шумы, вызванные флюктуационными токами, проходящими через сопротивления Rg, R₃ и R_K.

Обращаем внимание на тот факт, что в некоторых источниках вообще не рассматриваются статические модели БТ типа Гуммеля - Пуна и Эберса - Молла [9,10,13], отдавая предпочтение моделям, выраженным в виде ВАХ. С другой стороны, вместо сепарабельных малосигнальных моделей БТ предлагают использовать достаточно широкий круг моделей в виде эквивалентных схем, каждая из которых отражает особенности её применения БТ или удобство статистических моделей [25-35]. определения её параметров [5,7,11,14] или формальных или факторных моделей.

В библиотеке PSpice имеются также встроенные модели полевого канального транзистора (ПКТ), полевого арсенид-галлиевого транзистора (ПАГТ) и МОП-транзистора.

ПКТ описывается моделью Шихмана - Хоужеса [19-21], основанной на использовании идеализированных р-n переходов исток - затвор и сток - затвор. Модель идентифицируется 24--мя параметрами и четырьмя условиями для температурного режима, причём температурная зависимость определена для восьми параметров базовой модели. Для практического использования, также как и для модели БТ, предлагается упрощённая модель, идентифицируемая 10-ю параметрами из 24-х базовой модели. В этой модели температурные зависимости параметров исключены. Более подробное описание модели ПКТ приведено в [8].

ПАГТ описывается четырьмя разновидностями моделей, предложенными Куртисом [22-24] и другими [8]. Модель Куртиса даёт удовлетворительные результаты лишь при описании статического режима, в то время как остальные модели отражают и динамические характеристики ПАГТ. Модели 1-3 уровней идентифицированы 32-мя параметрами и 4-мя условиями в области температуры. Для расчёта модели 4-го уровня количество параметров расширяется до 54-х за счёт более полного описания статического режима. Учёт температурного режима определяют с помощью 5-ти коэффициентов расчета температурных зависимостей 10-ти параметров.

МОП-транзисторы описываются шестью разными системами уравнений, выбор которых осуществляют параметром LEVEL, принимающим значения от одного до шести.

Первый уровень (LEVEL 1) используют в тех случаях, когда не предъявляют высоких требований к точности моделирования ВАХ.

Модели второго и третьего уровней учитывают более тонкие физические процессы.

Параметры четвёртого-шестого уровней рассчитываются по справочным данным с помощью специальных программ и идентификаторов [24]. Все модели имеют одну и туже эквивалентную схему.

Практическая модель МОП-транзистора для третьего уровня содержит всего 18 параметров из 51-го.

Температурные зависимости определены через температурный потенциал ф_т для 13-ти параметров. Подробное описание модели МОП-транзистора приведено в [8].

Для каждой модели МОП-транзистора приведены также линейные сепарабельные схемы замещения.

Встроенные модели транзисторов удовлетворительно работают в диапазоне частот до 100 МГц.

Для описания СВЧ транзисторов используют макромодели на основе встроенных моделей, эквивалентных схем и формальные, выраженные через Y или S-параметры [8]. Эти модели разрабатываются пользователем и вводятся в библиотеку с помощью специального оператора subckt.

Нелинейную макромодель БТ, формируют на основе его встроенной модели. Для этого встроенная модель БТ дополняется пассивными LC-цепями (индуктивностями li, L₂, L₃ и ёмкостями d, ?2, Сз выводов (рисунок 2.21).

Использование рассматриваемой макромодели позволяет расширить применение встроенной модели в области частот выше 100 МГц. Достаточно сложную проблему представляет собой аттестация индуктивностей выводов и паразитных ёмкостей.

2.5.3 Факторные модели

Многополюсные РК, на основе факторной статистической модели рисунок 2.22 содержат динамические параметры (ДП), или параметры переменного тока и статические параметры (СП), или параметры постоянного тока, вероятностные характеристики параметров (ВП), или статистических характеристики ДП и СП, параметры надежности (ПН).

Каждая из групп указанных параметров определена в конкретном факторном пространстве (ФП), определенном вектором факторов X, а каждый из факторов имеет границы согласно ТУ или реальными условиями применения.

Состав вектора X зависит от типа РК, аттестуемых параметров и границ факторного пространства (ГФП.).

ПН или регламентируют ГФП, или представляют собой функции ГПФ.

ДП многополюсника определяет множество п его входов по переменному току, а СП - множество m его входов по постоянному току. В общем случае СП выражают ВАХ многополюсника.

Динамические параметры удобно представить его Y матрицей

СП могут быть выражены в виде I вектора факторных зависимостей полюсных токов по множеству m входов

Так, в случае транзистора факторное пространство определяют параметры рабочей точки: ток коллектора I_k и напряжение коллектора U_k, частота и температура Т. При описании ВАХ частота из векторного пространства исключается.

При моделировании операционного усилителя естественными компонентами вектора X являются частота /, напряжения источников ^и и-п и " "*", постоянная составляющая напряжения вых _и температура.

Статистические зависимости параметров модели выражаются посредством факторных зависимостей стандартных отклонений динамических параметров, объединенных в матрицу вектор факторных зависимостей стандартных отклонений статических параметров и соответствующие матрица и вектор факторных уравнений автокорреляционных функций (АКФ)

г* =[,(*)], (2.84)

г^х=[г„(х)], (2.85)

Учет взаимнокорреляционных связей параметров модели можно осуществить, сгруппировав сильно коррелированные между собой параметры в группы (плеяды) [16]. Информацию о таких связях можно выразить в виде упорядоченного массива используемых для описания модели.

Каждый из вещественных параметров представляется в виде уравнения, отвечающего полиноминальной факторной модели первого рода:

или мультипликативной факторной модели второго рода

где К_ь К₂- постоянные факторного уравнения (ПФУ) первого и второго рода соответственно;

Тип структуры факторного уравнения (2.87) или (2.88) определяется в процессе обработки данных эксперимента. Структура ЭФФ ^mij определяется с учетом табличных значений этой функции полученных экспериментально н статической оценки значимостей уровней функции по Стьюденту [37].

Факторные уравнения стандартных отклонений (2.82) и (2.83) выражаются в виде:

Так как погрешности определения стандартных отклонений параметров являются ошибками второго порядка по отношению к математическим ожиданиям параметров, то на данном этапе развития модели принято, что при условиях статистической значимости дисперсий табличных значений функции, аппроксимация факторных уравнений осуществляется прямой (т= 1). Расчет коэффициентов уравнений (2.87, 2.88) и их математической формы производится при обработке экспериментальных данных на ЭВМ.

АКФ, соответствующие каждой из функций g , рассчитываются по формуле:

Используя ФСМ, можно сформировать любую из рассмотренных выше моделей РК. Успешное решение этой задачи зависит в первую очередь от выбора факторного пространства, то есть области определения каждого из факторов. Важным условием является также применение достаточно эффективных с точки зрения получения статистической информации методов измерения статических и динамических параметров РК.

3 Измерительные устройства

3.1 Измерительные задачи

Содержание измерительных задач, от решения которых зависит адекватное описание моделей РК, обуславливает требования к моделям РК, приведённым в разделе 2.

Чтобы удовлетворить эти требования в составе САПР электронных схем должна функционировать система измерения параметров РК ориентированная на:

контроль качества известных РК на соответствие электрических параметров, по которым идентифицируется модель согласно паспортным данным;

измерение известных РК для формирования их моделей в областях определения параметров, выходящих за рамки паспортных данных для определения возможности расширения области их применения;

- измерение параметров и идентификация моделей новых РК. Согласно анализу, приведённому в разделе 2, каждый из реальных РК может быть описан несколькими способами. Например, в виде эквивалентной схемы, физико-топологическим способом, формально в виде п - полюсника, который определяет связи внешних по отношению к нему электрических параметров, представленных в виде полюсных токов и напряжений.

В самом общем случае модель РК может быть глобальной, в которой учтены все нелинейные и динамические эффекты, локальной (или условно линейной), у которой определены статические и динамические параметры в ограниченной области факторного пространства, и точечной, параметры которой определены в дискретной точке факторного пространства.

Глобальной модели отвечает, например, модель транзистора по Эберсу-Моллу или Гуммелю-Пунну, локальной - факторные модели, например, в ограниченном частотном диапазоне; точечной - параметры в отдельной точке плана ФЭ.

Большое разнообразие моделей РК приводит к необходимости использования разнообразных способов и технических средств для измерения их параметров. Как правило, статические и динамические параметры РК измеряют на разных технологических установках.

Методы построения средств измерения для идентификации моделей РК могут быть сведены к следующим принципам, учитывающим особенности подключения РК и сигналов, подлежащих обработке [4, 5, 11, 14, 18, 36, 44]:

разделение напряжения и тока (для двухполюсников);

сравнение двухполюсника с образцовым в мостовых схемах;

сравнение двухполюсника или многополюсника с комплектом образцовых двухполюсников;

разделение падающих и отражённых волн для РК СВЧ диапазона;

определение резонансной частоты, Q - метры;

анализ картины стоячей волны, измерительные линии СВЧ диапазона.

Особое значение имеет задача по объединению операций измерения статических и динамических параметров на одной технологической установке, если цепи электропитания РК по постоянному и переменному току не разделены.

Удачное решение этой задачи для транзистора приведено в работе [67]. Данный способ электропитания РК может быть распространён на другие РК, например, операционные усилители.

Отечественная и зарубежная промышленность выпускает достаточно широкую номенклатуру измерительных приборов, чтобы решить поставленные выше задачи. Особенно эффективны приборы фирмы Hewlett Packard, ориентированные на комплексную автоматизацию измерительного процесса. Однако обращаем внимание на следующие факты:

Применение узкоспециализированных измерительных приборов приводит к резкому увеличению затрат, так как эти приборы дороги.

В случае измерения активных РК практически в каждом конкретном случае приходится решать задачи электропитания по постоянному и переменному току.

Разнообразие номенклатуры и типоразмеров РК, подлежащих измерению, выдвигает на одно из первых мест задачу подключения объекта измерения к измерительной схеме, особенно в случае определения динамических параметров.

В этой связи возникает проблема разработки нестандартных способов и средств измерения, позволяющих при использовании стандартных универсальных измерительных приборов ограниченного состава производить автоматизированное измерение параметров широкой номенклатуры РК в ограниченное время. Решение этих задач отражено в работах [25-70], выполненных в ВГТУ в 70-х - 90-х годах, будет рассмотрено в данном разделе.

3.2 Устройства для измерения двухполюсников

3.2.1 Измерение статических параметров

Статические параметры определяют в виде ВАХ или моделью Эберса-Молла (полупроводниковые диоды).

Для определения ВАХ определенное преимущество имеет зависимость в виде U(l), когда ток через ДПР поступает от источника тока, и регистрируют напряжение на его электродах.

При обратном смещении, когда сопротивление перехода весьма велико, электропитание производится от источника напряжения.

ВАХ при прямом смещении по Эберсу-Моллу определяют по уравнению

Из изложенного следует, что определение ВАХ не представляет сложности. Принятый способ измерения динамических параметров позволяет производить определение статических и динамических параметров ДПР на одной технологической установке.

3.2.2 Y-устройства для измерения ДП

Первое (базовое) измерительное устройство, показанное на рисунке 3.1, предназначено для измерения линейных ДПР. По структуре оно соответствует устройству по а.с. № 1580282 СССР при применении ручных операций калибровки параметров L_k и Х₀. Устройство содержит генератор 1 для электропитания измерительных цепей по переменному току, векторный вольтметр (ВВ) 2 для регистрации модуля и разности фаз переменных напряжений, элемент Z_r для моделирования внутреннего сопротивления генератора 1, если это необходимо, контакт! для подключения измеряемого ДПР с полным сопротивлением Z. В качестве элемента Z_r в первом приближении применяют резистор с учетом его паразитных параметров.

В процессе калибровки по напряжениям °, ^и*, и ^изопределяем параметры эквивалентной схемы по формулам (2.43), (2.47) рассчитываем индуктивности L_k, lq, если значение индуктивности L₀ будет для аттестации вектора образцовых нагрузок uq.

Y = l/W + j/<₉ (3.4)

где W - параметр, вычисляемый по формуле (2.37).

При измерении нелинейных ДПР в схему рис. 3.1 добавляем источник тока (напряжения) для смещения рабочей точки и цепочку R₍ , С_} , С₂ развязки цепей электропитания по переменному и постоянному току (рисунок 3.2).

При измерении полупроводниковых диодов источник 3 работает в режиме источника тока. ВАХ определяют по зависимости U_C(I_C), где U_c , I_c -постоянные составляющие тока и напряжения на измеряемом диоде.

Динамические параметры в виде проводимости Y определяют по формуле (3.4).

В случае обратного включения диода источник 3 переключают в режим источника напряжения. По значению напряжения U на выходе Г регистрируют полную проводимость в зависимости от напряжения обратного смещения U_c (рисунок 3.2). Полную проводимость Y рассчитывают по формуле (3.4), а значение С_бар барьерной емкости по формуле

C_6ap=Y/co, (3.5)

где со - угловая частота.

При измерении мощных нелинейных ДПР возникает проблема электропитания по постоянному току из-за большого уровня мощности, которая рассеивается на резисторе rj (рисунок 3.2). Для устранения этого эффекта предлагается использовать схему рисунок 3.3, в которой в отличии от схемы рисунок 3.2 резистор R] шунтирован катушкой индуктивности lj.

Измерение параметров ДПР производится также как в случае применения устройства на рисунке 3.2. При этом постоянная составляющая тока проходит через катушку li без падения напряжения на ней. Внутреннее сопротивление генератора 1 составляет включенные в параллель по переменному току сопротивления Z_r , ri и coL]. Сопротивление toL] в рабочем диапазоне частот выбирается из уровня

Оптимальный режим при измерении динамических параметров достигается при условиях [51]

3.3 Устройства для измерения МП

В качестве базового для первого из рассматриваемых устройств выбрано устройство по А.с. 1084709 СССР, МКИ G 01 R 31/26 [1]. Развитие устройства произведено с учётом способа измерения по А.с. 1317370 СССР, МКИ G 01 R 27/32 [2]. Структурная схема первого устройства приведена на рисунке 3.4.

Устройство содержит: генератор синусоидального напряжения (ГСН), выход которого соединён с опорным выходом векторного вольтметра (ВВ) и первыми выходами К1 и К2, вторые выходы которых соединены с общей шиной; программатор (П), выводы которого соединены с управляющими входами переключателей ю, К2 и КЗ; входы переключателя КЗ соединены с базовым и коллекторным контактами держателя транзистора (ДТ), а его выход с измерительным входом ВВ.

Выход переключателя К через цепочку С2, R2 соединены с базовым входом ДТ, а выход переключателя К2 через цепочку СЗ, R3 соединён с коллекторным входом ДТ. выход усилителя (У) через резистор R соединён с базовым входом ДТ для электропитания базы транзистора по постоянному току, а выход источника тока (ИТ) через резистор R5 соединён с коллекторным входом VTI по постоянному току. Делитель на резисторах R4, R6 предназначен для деления напряжения U_t. Его выход соединён с входом У. Источник опорного напряжения (ИН). Через резистор R6 соединён с входом У. Конденсаторы С2 и СЗ служат для разделения цепей постоянного и переменного тока, а конденсаторы С1, СЗ, С 4 и С5 для развязки указанных цепей. Блок питания (БП) предназначен для электропитания по постоянному току блоков П и У.

Применение устройства по рисунку 3.4 позволяет стабилизировать рабочую точку (РТ) со стороны коллектора независимо от типа или структуры транзистора. Рассмотрим процесс стабилизации РТ на примере биполярного транзистора п-р-п структуры.

напряжение U_k рассчитывают по формуле

На практике коэффициент K_Q выбирают в интервале 0,1-0,5. Таким образом, РТ транзистора VTI определяют ток I_k на выходе ИТ и напряжение U₀ на выходе ИН. При использовании программируемых ИТ и ИН процесс установления РТ можно автоматизировать, управляя источниками от ПК.

Для измерения Y - параметров устройство на рисунке 3.4 в отличие от устройства [1] было приспособлено для измерения в режиме определённом способом [2]. Для этого предварительно измерительную схему калибруют в режиме холостого хода с помощью образцовых мер Z_OI и Z₀₂ и измеряют матрицу С/₀ полюсных напряжений холостого хода, а в рабочем (при подключенном транзисторе) режиме измеряют матрицу U₉ элементами которой служат полюсные напряжения при прямом и обратном включении транзистора.

Управление режимом измерения производится программатором П с помощью ключей Kl-КЗ. Соответствующие напряжения регистрируют с помощью ВВ подключённого к выходу ключа КЗ.

Для калибровки устройства в режиме холостого хода первую образцовую меру Z₀₁ подключают между 1 и 3 контактами ДТ и при нормальном положении Kl-КЗ измеряют напряжение С/₀, на базовом контакте ДТ. Далее переключатели Kl-КЗ приводят в рабочее состояние. Вторую образцовую меру Z₀₂ подключают к контактам 2 и 3 ДТ и измеряют напряжение t/₀₂ на коллекторном контакте ДТ. Напряжения С7₀₁ и С/₀₂ составляют вектор калибровочных напряжений U_k.

Для определения матрицы Y сначала рассчитывают матрицы передачи К₀ - холостого хода и К нагруженного режима по формулам

При определении У - матрицы транзистора по формулам (3.7) - (3.11) принципиально исключаются систематические погрешности, вносимые паразитными индуктивностями и ёмкостями измерительных цепей, а также входной цепи ВВ. Также исключаются мультипликативные погрешности, возникающие при измерении модулей комплексных напряжений и аддитивные при измерении разностей их фаз, так как в расчётных формулах используются отношения этих напряжений. Однако возникают определённые сложности при аттестации сопротивления Z_n, что вызывает дополнительные погрешности. Эти погрешности можно исключить при применении второго измерительного устройства, структурная схема которого показана на рисунке 3.5.

Устройство на рисунке 3.5 получаем из устройства на рисунке 3.4 путём исключения переключателя КЗ и введения второго ВВ. В этом случае первый ВВ1 и второй ВВ2 векторные вольтметры постоянно подключены к базовой и коллекторной цепям. Поэтому сопротивление Z_n каждого из них постоянно входит в состав измерительных цепей и в его аттестации нет необходимости.

Режимы работы первого и второго устройств по постоянному и переменному току полностью идентичны, но во втором устройстве отсутствуют коммутации ВВ. Расчёт Y - матрицы транзистора производят по формулам, полученным из формул (3.7) - (3.11) при Z_n -> со.

Тогда коэффициенты матриц К_(] и К производят по формулам

Существенный недостаток рассмотренных выше устройств заключается в том, что при измерениях транзисторов средней и большой мощности возникают сложности их электропитания по постоянному току из-за разогрева этих резисторов, особенно коллекторного резистора R5.

Эти недостатки можно исключить путём шунтирования резисторов Ш и 5 катушками индуктивности, как это показано на рисунке 3.6.

Третье измерительное устройство разработано на базе второго. В этом случае резисторы R1 и R5 шунтированы катушками индуктивности II и L2 соответственно. Так как напряжение U_k и напряжение на выходе ИТ равны,

то делитель R4, R6 представилось возможным подключить к выходу ИТ. Тем самым исключено шунтирующее влияние делителя Д4, R6 на коллекторную цепь. Назначение остальных элементов такое же, как и на схемах на рисунках 3.4 и 3.5. Статический режим устанавливается таким же образом как в схемах на рисунках 3.4 и 3.5. Динамические тесты по определению матриц U_Q9 U и вектора U_k производятся аналогично тестам устройства на рисунке 3.5. Для расчёта Y - матриц используются формулы (3.7) - (3.13). Индуктивности LI и L2 рассчитывают по формулам

Устройства на рисунках 3.4 - 3.6 позволяют путём реализации активного факторного эксперимента получить информацию для описания ВАХ транзистора в пространстве системы

Анализ схемы рис.3 показывает, что путём её преобразования и при упрощении структуры можно реализовать режим измерения ВАХ в пространстве системы

U_s=U_e(l_e,U_k). (3.16)

В результате получаем четвёртую измерительную схему (рисунокЗ.7). Назначение элементов схемы на рисунке 3.7 кроме источников ИН1, ИН2 и резистора R4 такое же, как и на схеме рисунка 3.5. В процессе работы схемы напряжение на выходе источника ИН2 определяет напряжение u_k, источника ИН1 и резисторы R1₉ R4 вырабатывают ток базы 1₆. Чтобы схема генерирования тока 1_б соответствовала условию источника тока, выбор резистора R4 должен отвечать условию

(R4 + R6)> 100(Д2 R₆), (3.17)

где R₆ - сопротивление базы по постоянному току.

При выполнении условия (3.17) ток базы будет прямо пропорционален напряжению на выходе ИН1. Таким образом, рабочую точку (ток 1_б и напряжение U_k) транзистора будет определять напряжения на выходах ИН1 и ИН2.

Динамические тесты по определению матриц t/₀, U и вектора U_k и расчёт Y - матрицы производятся аналогично тестам и расчётам в случае схемы на рисунке 3.6.

В схемах на рисунках 3.4 - 3.7 выделена часть, обозначенная ИГ, представляет собой измерительную головку, которую предлагается конструировать в виде сменного модуля. Принципиальные схемы ИГ в рассмотренных случаях практически одинаковы. Различия будут связаны с конструктивными (типоразмер корпуса, конструкция выводов) и электрическими (мощность, входные и выходные сопротивления) параметрами измеряемых транзисторов, которые будут определять конструкции и номинальные значения элементов ИГ.

Определив часть схемы, кроме ИГ, как базовую получаем возможность широкого маневра, измерительным процессом используя для измерения транзисторов "магазин" ИГ.

Таким образом, в результате анализа структурных схем (рисунки 3.4 -3.7) показано что, во-первых, есть возможность измерения статических и динамических параметров транзистора на одной технологической установке, во-вторых, имеется возможность использования различных вариантов измерительных устройств, в-третьих, целесообразность выделения части измерительной схемы в виде PIT.

Отличительное свойство рассмотренных устройств состоит в том, что они могут быть эффективно использованы в автоматизированных информационно-измерительных системах для измерения параметров моделей, ориентированных на применение в информационных базах данных САПР и диагностику качества радиокомпонентов.

Важным достоинством этих устройств является отсутствие принципиальных ограничений на диапазон частот. Не представляет сложности осуществить измерения на частотах до сотен МГц.

3.4 Структурная схема рабочего места

Структурная схема рабочего места приведена на рисунке 3.8.

Рабочее место состоит из: генератора ВЧ сигнала Г4-116, универсального цифрового вольтметра В7-18, векторного вольтметра ФК2-12, блоков питания (БП) и непосредственно измерительно-контрольного устройства (ИКУ), к которому подключается головка измерительная (ИГ) и плата стабилизации рабочей точки, подключаемая при измерении транзисторов.

Генератором формируется высокочастотный сигнал, который подается через разъем Х2 на плату ИКУ, а оттуда через XI - на ИГ. В7-18 подключен к Х5 и служит для измерения режима работы по постоянному току и преобразования показаний векторного вольтметра ФК2-12. На вход ФК2-12 подается сигнал с Г4-116 и измеряемый сигнал с ИГ. Преобразованные в постоянные напряжения величины сдвига фазы и модуля переменной составляющей передаются на ИКУ, откуда они могут быть скоммутированы на цифровой вольтметр В7-18. Блоки питания обеспечивают схему стабилизированными напряжениями и токами.

Блок измерительно-контрольного устройства предназначен для коммутации сигналов и питания и выполняет роль устройства управления. Для измерения параметров транзисторов к ИКУ подключается плата стабилизации рабочей точки. PIT выполнены сменными и обеспечивают возможность измерения радиоэлементов различной номенклатуры с разнообразной формой и расположением выводов.

3.5 Электрические схемы рабочего места

3.5.1 Измерительно-контрольное устройство (ИКУ)

Электрическая схема ИКУ приведена на рисунке 3.9. ИКУ содержит:

розетку разъема XI для подключения измерительной головки (ИГ);

розетку разъема Х2 для подключения генератора ВЧ сигнала;

розетку разъема ХЗ для подключения платы стабилизатора рабочей точки при измерении транзисторов;

клеммник Х4 для подключения источников питания;

клеммник Х5 для подключения универсального цифрового вольтметра;

розетки разъемов Х6 и Х7 для подключения выходов векторного вольтметра;

переключатели S1.. .S7 для установки режимов измерений;

согласующее устройство на R1...R5 для согласования генератора с измеряемым радиоэлементом;

конденсаторы Cl, C2 для развязки цепи генератора по постоянному току;

резисторы R6, R7, которые задают режим измеряемого радиоэлемента по постоянному току и служат для измерения тока.

Положения переключателей S1...S7 и соответствующие им режимы измерений приведены в таблице 3.1. При этом "0^м в соответствующей ячейке обозначает, что переключатель находится в нормальном положении ("отжат"), а единица- переключатель "нажат".

Таблица 3.1 - Состояния переключателей